PONTIFICIA UNIVERSIDAD CATÓLICA DEL PERÚ 
FACULTAD DE CIENCIAS E INGENIERÍA 
 
 
 
 
 
 
 
IMPLEMENTACIÓN DE UN SUBWOOFER ACTIVO A PARTIR 
DEL ESTUDIO COMPARATIVO DE DIVERSAS 
CONFIGURACIONES PARA LA REPRODUCCIÓN DE 
BAJA FRECUENCIA EN SISTEMAS DE ALTA FIDELIDAD 
 
Tesis para optar el Título de Ingeniero Electrónico, que presenta el bachiller: 
 
Víctor Rodrigo Pinillos Borbor 
 
 
 
ASESOR: Dr. Jorge Néstor Moreno Ruiz 
 
Lima, diciembre de 2018 
 
 
 
 
AGRADECIMIENTOS 
 
A mis padres por su infinito apoyo. 
i 
 
 
RESUMEN  
 
La presente tesis consiste en el diseño e implementación de un subwoofer activo de 
alta fidelidad para cine en casa, el cual está conformado por un filtro activo pasabajos, 
un amplificador de poder, una fuente de poder, un altavoz y un gabinete acústico. 
Como requerimientos de diseño se estableció seleccionar un altavoz de un diámetro 
entre 10 y 12 pulgadas, una frecuencia de resonancia entre 30 y 40 Hz y un Qts no 
mayor a 0.45 y de preferencia entre 0.25 y 0.35. Además, la configuración del 
gabinete acústico debía ser seleccionad mediante comparación y por simulación en 
software. Una vez implementado el gabinete debía ser optimizado mediante análisis 
modal experimental. Por otro lado, el filtro pasabajos debía poseer frecuencia de 
corte variable en 70, 80, 100 y 120 Hz y ser de tipo Butterworth, Bessel o Linkwitz 
Riley.  Finalmente, el amplificador de poder debía entregar al menos 50 W de 
potencia, tener una respuesta en frecuencia entre 20 Hz y 20 kHz y SNR no menor a 
100 dB. 
El altavoz escogido fue el KFC XW 120 de 12 pulgadas de la serie Excelon de 
Kenwood, el cual posee una frecuencia de resonancia en 20.1 Hz y un Qts de 0.435. 
Una vez realizada las simulaciones en software se eligió la configuración reflectora 
de bajos para el gabinete acústico además de determinar que el volumen óptimo de 
la caja era de 56.6 L. Como material de construcción se hizo uso de MDF de 18 mm 
de espesor. Para el ducto se utilizó un tubo de PVC de 7.9 mm de diámetro y 55.9 
cm de largo. Luego de haber realizado el análisis modal de la estructura, se utilizaron 
vigas de pino como elementos rigidizantes para optimizar el gabinete. En total se 
implementaron 6 PCB: 1 para el filtro pasabajos, 3 para el amplificador de poder, 1 
para el regulador de ±15 V y 1 para la fuente de poder. Respecto al filtro pasabajos, 
se implementó en base a la red de cruce Linkwitz Riley de 4to orden (LR4) y con las 
frecuencias de corte establecidas en los requerimientos. Para proteger a la señal de 
audio de ruido electromagnético, el PCB del filtro pasabajos fue instalado dentro de 
una caja de aluminio. Por otro lado, para el amplificador de poder el diseño se basó 
en el integrado LM3886. Se implementó un amplificador tipo AB de 68 W de potencia 
de salida máxima. Además, se agregó una etapa de filtro subsónico con frecuencia 
de corte en 18 Hz y pendiente de 26 dB/oct. Para alimentar al circuito se implementó 
una fuente lineal que entregara ±34.56 V. además de un regulador que entregara ±15 
V. 
ii 
 
 
Se realizaron mediciones de respuesta en frecuencia a los PCB implementados. Los 
resultados arrojaron para el caso del filtro pasabajos un error máximo de 2.08 % en 
las frecuencias de corte establecidas. Para el caso del amplificador las mediciones 
mostraron que se consiguió magnitud y fase constante en el ancho de banda de 
trabajo del subwoofer. Además, a partir de la medición de SNR obtuvimos una 
diferencia de 90 dB entre el nivel de la señal y el noise floor. Así mismo, también se 
obtuvo 100 dB en la medición de THD. La medición de la respuesta acústica del 
sistema total estableció un ancho de banda de entre 30 Hz y 100 Hz. Todos los 
resultados de las mediciones arrojaron valores aceptables para una unidad de 
subwoofer de alta fidelidad.   
iii 
 
 
  
iv 
 
 
  
v 
 
 
INDICE 
Tabla de contenidos 
1. Estado del arte, marco problemático, objetivos y requerimientos de diseño....... 1 
1.1. Introducción ............................................................................................................. 1 
1.2. Estado del Arte ......................................................................................................... 2 
 Investigación académica sobre subwoofers .................................................... 2 
 Diseños comerciales para home theater ....................................................... 10 
1.3. Marco problemático .............................................................................................. 11 
1.4. Objetivo general ..................................................................................................... 11 
1.5. Objetivos específicos ............................................................................................. 11 
1.6. Requerimientos de diseño ..................................................................................... 11 
2. Marco teórico ............................................................................................................... 13 
2.1. Altavoz.................................................................................................................... 13 
 Modelo ........................................................................................................... 14 
 Sensibilidad .................................................................................................... 16 
 Impedancia nominal....................................................................................... 16 
 Parámetros Thielle-Small ............................................................................... 17 
2.2. Gabinetes acústicos ............................................................................................... 18 
 Gabinete cerrado ........................................................................................... 19 
 Reflector de bajos .......................................................................................... 19 
 Radiador pasivo .............................................................................................. 20 
2.3. Red de cruce activa ................................................................................................ 21 
 Función de una red de cruce en un subwoofer activo ................................... 21 
 Diferencias entre redes de cruce activas y pasivas ........................................ 22 
 Por qué elegir el tipo de alineamiento Linkwitz Riley .................................... 23 
2.4. Amplificadores de audio ........................................................................................ 24 
 Formato de gabinete acústico activo ............................................................. 24 
 Función y relación con el altavoz ................................................................... 25 
 Parámetros principales .................................................................................. 25 
 Headroom ...................................................................................................... 26 
 Clases ............................................................................................................. 27 
3. Diseño e implementación ........................................................................................... 31 
3.1. Introducción ........................................................................................................... 31 
3.2. Diagrama de bloques ............................................................................................. 31 
3.3. Especificaciones técnicas generales ....................................................................... 31 
vi 
 
 
3.4. Altavoz.................................................................................................................... 32 
3.5. Gabinete acústico .................................................................................................. 32 
 Elección de tipo de configuración .................................................................. 32 
 Construcción .................................................................................................. 34 
3.6. Refuerzo del gabinete acústico .............................................................................. 37 
3.7. Etapa de filtro pasabajos........................................................................................ 39 
 Filtro pasabajos activo de frecuencia variable 24 dB/octava ........................ 39 
 Implementación ............................................................................................. 40 
 Alimentación .................................................................................................. 42 
3.8. Etapa de amplificación ........................................................................................... 43 
 Consideraciones iniciales ............................................................................... 43 
 Alimentación del LM3886 .............................................................................. 47 
 Volumen y buffer de entrada ......................................................................... 47 
 Ganancia del amplificador ............................................................................. 48 
 Filtros de entrada ........................................................................................... 49 
 Componentes de la etapa de realimentación ................................................ 52 
 Circuito de encendido con supresión de pico ................................................ 52 
 Condensadores adicionales ........................................................................... 53 
 Red Zobel ....................................................................................................... 54 
 Disipador ........................................................................................................ 55 
 Fuente de poder ............................................................................................. 56 
3.9. Implementación ..................................................................................................... 57 
4. Resultados.................................................................................................................... 59 
4.1. Medición de respuesta en frecuencia .................................................................... 59 
 Instrumentos .................................................................................................. 59 
 Setup .............................................................................................................. 59 
 Desarrollo ....................................................................................................... 59 
 Mediciones ..................................................................................................... 60 
4.2. Medición de la Relación Señal a Ruido .................................................................. 65 
 Instrumentos .................................................................................................. 65 
 Setup .............................................................................................................. 66 
 Desarrollo ....................................................................................................... 66 
 Mediciones ..................................................................................................... 66 
4.3. Medición de THD.................................................................................................... 67 
 Instrumentos .................................................................................................. 67 
 Setup .............................................................................................................. 68 
vii 
 
 
 Desarrollo ....................................................................................................... 68 
 Mediciones ..................................................................................................... 68 
4.4. Análisis modal ........................................................................................................ 69 
 Instrumentos .................................................................................................. 69 
 Setup .............................................................................................................. 69 
 Desarrollo ....................................................................................................... 69 
 Mediciones ..................................................................................................... 70 
4.5. Medición del Nivel de Presión Sonora del Sistema ............................................... 71 
 Instrumentos .................................................................................................. 71 
 Setup .............................................................................................................. 71 
 Desarrollo ....................................................................................................... 72 
 Mediciones ..................................................................................................... 73 
5. Conclusiones ................................................................................................................ 75 
6. Recomendaciones ...................................................................................................... 76 
7. Referencias bibliográficas .......................................................................................... 77 
 
  
viii 
 
 
1. Estado del arte, marco problemático, objetivos y requerimientos de 
diseño 
El presente capítulo nos introduce a una revisión general del  diseño de 
subwoofers. Se presentará un breve resumen del estado del arte y seguidamente 
se delimitará el marco problemático de la investigación. A partir de esto se 
establecerán el objetivo principal  y los objetivos secundarios, además de los 
requerimientos de diseño. 
1.1. Introducción 
La búsqueda de reproducir sonido de manera inteligible empezó como una 
necesidad. Los primeros intentos de crear un transductor eficaz para lograr tal 
propósito se remontan a la segunda mitad del siglo diecinueve con Graham Bell 
y su patente del teléfono [1]. Desde ese entonces los transductores 
electroacústicos han evolucionado hasta convertirse en  diversos dispositivos y 
sistemas de audio. La reproducción de sonido, vital para la comunicación en el 
mundo moderno, se encuentra en todo tipo de ámbitos y se ha vuelto parte de 
nuestra vida diaria. La necesidad de reproducir sonido inteligible, por lo menos 
en lo que se refiere a voz humana, ha sido largamente cubierta. 
Sin embargo, en ámbitos de entretenimiento como la música y el cine, el objetivo 
es más amplio: cómo reproducir sonido dentro del rango audible con la mayor 
fidelidad posible. Esta búsqueda por el máximo realismo posible condujo a, entre 
otras cosas, la aparición de sistemas multicanal para recintos cerrados. 
Configuraciones como el 5.1, y últimamente los sistemas inmersivos, se han 
convertido en populares sistemas de audio para el hogar o, también llamados, 
sistemas home theater. Dentro del grupo de unidades de reproducción que 
conforma un sistema home theater se encuentra el subwoofer,  unidad dedicada 
a reproducir las frecuencias más bajas del rango audible, e imprescindible para 
formatos de audio como el Dolby 5.1. En la industria se dan constantemente 
nuevas propuestas para su diseño. Algunas de estas propuestas provienen del 
ámbito académico y otras, de la industria. 
Teniendo en cuenta lo anteriormente expuesto, en esta tesis se presenta el 
diseño de una unidad de subwoofer activo de alta fidelidad. Este sistema constará 
de un amplificador de audio, así como de un filtro activo pasabajos de frecuencia 
de corte variable. 
Aunque el ancho de banda que maneja un subwoofer es tan solo una fracción 
del ancho de banda del rango audible, en esta tesis se desarrollará un 
1 
 
 
amplificador de banda extendida con la finalidad de emplearlo posteriormente en 
las otras unidades de reproducción de un sistema home theater. 
1.2. Estado del Arte 
El estado del arte del diseño de subwoofers se puede dividir en la investigación 
realizada en el ámbito académico y en las últimas tendencias en el ámbito 
comercial.  
 Investigación académica sobre subwoofers 
En las dos últimas décadas, la investigación en torno al subwoofer se puede 
dividir en tres temas generales: diseño del altavoz1, diseño del sistema y 
ubicación dentro de la habitación y número óptimo. 
 Diseño del altavoz  
En lo concerniente al transductor en sí, Di Cola et al [11] han analizado 
un transductor electro-dinámico basado en un motor lineal de imán 
movible. Al realizar comparaciones con el transductor de bobina móvil se 
concluye  que el primero posee ventajas respecto al segundo como: 
mayor eficiencia, mayor manejo de potencia y menor distorsión en las 
más bajas frecuencias. 
Por otro lado, Futtrup [10] desarrolló un diseño de subwoofers plano. Un 
subwoofer plano está diseñado para ser instalado en espacios reducidos, 
donde el espesor del driver puede ser un obstáculo, como por ejemplo 
empotrado en pared o instalaciones en automóviles. El diseño que 
propone Futtrup consiste en un diafragma de forma plana el cual, a 
diferencia del diafragma de forma cónica, es más susceptible a 
encorvarse, razón por la que ha sido reforzado con una estructura que le 
sirva de sostén (ver figura 1). Además, el diseño también cuenta con un 
sistema en el que la araña está ubicada atravesando el imán (la araña 
presenta orificios por los cuales pasan barras que conducen el flujo 
magnético), esto realizado con el fin de eliminar el riesgo que la araña 
toque el diafragma (ver figura 2). Con este diseño se logró un espesor de 
subwoofer de 88mm (una dimensión mucho menor a la de un subwoofer 
convencional, la cual está alrededor de los 140 mm), además de un 
desempeño similar al de un driver convencional. 
                                                          
1 Suele ser de uso común llamar altavoz al conjunto transductor-gabinete. Para evitar confusiones se establecerá en 
este documento que al hablar de altavoz, altavoz o driver se hace referencia al transductor, mas no al conjunto antes 
mencionado. 
 
2 
 
 
 
 
Figura 1. Vista delantera de un modelo a computadora del diseño del altavoz 
con diafragma plano propuesto por Fruttup. Se puede apreciar la estructura de 
sostén (líneas transversales a las circunferencias) [10]. 
 
 
Figura 2. Esquema del diseño del altavoz propuesto por Fruttup. Se puede 
apreciar la araña, con orificios, a través del sistema magnético (imán) [10]. 
Finalmente, Benoit et al [9] presentan un diseño de driver para minimizar 
o eliminar comportamientos no lineales (ver figura 3). El diseño consiste 
en una bobina móvil ubicada en el entrehierro de dos grupos de tres 
imanes permanentes magnetizados de forma radial, un diafragma plano 
y la eliminación de la araña dejando solo la suspensión externa. Las 
razones se explican a continuación. En primer lugar, buscan eliminar el 
hierro de la estructura, debido a la generación de corrientes de Eddy por 
parte de éste, y, además, obtener un factor de fuerza constante a lo largo 
del desplazamiento total de la bobina móvil (alrededor de ±20 mm) para 
garantizar la linealidad del motor. Estos requerimientos los llevaron a 
diseñar el sistema de la bobina móvil ubicada en el entrehierro de dos 
grupos de tres imanes permanentes. En segundo lugar, utilizan un 
3 
 
 
diafragma plano, basándose en estudios en los cuales se demuestra que 
la forma cónica del diafragma genera interferencias y efectos de cavidad. 
El uso del diafragma plano permite usar una bobina móvil con un diámetro 
mayor al usual. Seleccionaron el diámetro de la bobina de tal manera que 
desplace la primera resonancia del diafragma hacia las altas frecuencias. 
Para el análisis utilizaron un diafragma plano de 20 pulgadas de diámetro, 
cuyas dos primeras frecuencias de resonancia en su ancho de banda de 
trabajo  (10 Hz – 100Hz) se encuentran en 38 Hz y 61 Hz. Con la bobina 
móvil escogida, la primera resonancia ocurre a 83 Hz. En tercer y último 
lugar, la araña es removida del diseño debido a la estructura que se 
propone,  la cual permite que solo sea necesaria la suspensión externa 
para centrar y controlar el movimiento de la parte móvil. Con todo esto, 
Benoit et al predicen la primera frecuencia de resonancia del driver en 
más de 100 Hz. 
 
Figura 3. Diseño de driver propuesto por Benoit et al [9]. 
 Diseño del sistema altavoz-gabinete acústico  
En lo concerniente a diseño del sistema, es de gran relevancia la 
investigación de Geddes [42] sobre configuraciones pasa banda, 
abarcando desde el cuarto hasta el octavo orden, las cuales son muy 
usadas en diseños de subwoofers. Las configuraciones pasa banda 
permiten obtener filtros electroacústicos los cuales pueden suplir los 
filtros de alto orden pasivos, los cuales representan una gran complejidad 
de diseño, y activos, los cuales poseen un alto costo. Además, estos 
filtros electroacústicos poseen beneficios como mejor eficiencia y menor 
excursión del cono. Geddes describe las funciones de transferencia de 
los sistemas pasa banda en términos de los parámetros del altavoz y del 
gabinete acústico, además de realizar simulaciones en computadora para 
4 
 
 
mostrar las respuestas típicas de estos. Todo esto forma una sólida base 
para el futuro desarrollo del tema. 
En investigaciones recientes, Thiele [8] propone un nuevo enfoque en el 
diseño de subwoofers pasa banda. Plantea expresar la función de 
transferencia del sistema como la convolución de una función de 
transferencia de filtro pasa alto, de una determinada frecuencia de corte, 
con una función de transferencia de filtro pasabajo. A partir de esto 
desarrolla una tabla de alineamientos para diferentes combinaciones 
entre funciones de transferencia de filtros pasa altos y pasa bajos. La 
tabla construida permite a un diseñador conocer los diferentes tipos de 
respuestas que obtendrá con estas funciones junto a un driver en 
particular, así como el tipo de ecualización que necesitaría con el driver 
elegido para obtener la respuesta general deseada. Aún más importante, 
a partir del análisis de las combinaciones de las funciones Thiele concluye 
que escoger un valor menor del coeficiente del término de primer orden 
de la función de transferencia del filtro pasa bajos, al cual denomina xL, 
permite una ganancia en la sensitividad del subwoofer. Thiele 
recomienda escoger un valor menor de este término con el fin de 
optimizar la sensitividad del subwoofer y luego ecualizar la respuesta con 
un filtro activo simple. Así mismo, concluye que escoger un valor menor 
de xL permite a su vez escoger un valor mayor del parámetro QTS del 
driver, lo cual facilita su elección. 
Por otro lado, Sukalo [7] plantea una variante a la configuración push-pull 
a la que él llama “Dynamic Push-Pull Drive”, la cual consiste en alimentar 
a uno de los drivers con la señal de sonido original y al otro, con la señal 
de sonido desfasada 90°, ambas entregadas por amplificadores (ver 
figura 4). Describe el modelo del sistema y realiza mediciones de las 
impedancias de la bobina móvil. A partir de estas mediciones compara su 
configuración propuesta con una configuración de caja cerrada (en 
ambos casos el gabinete acústico posee el mismo volumen) y concluye 
que el primero tiene mejor respuesta en las bajas frecuencias que el 
segundo, sin embargo, tiene como desventaja el uso necesario de dos 
amplificadores. 
5 
 
 
 
Figura 4. Esquema de configuración “Dynamic Push-Pull” [7]. 
A su vez, Sozanski [6] realiza un estudio de configuraciones de subwoofer 
activo con dipolos acústicos. Para llevar a cabo sus experimentos y 
mediciones, configura un setup conformado por un filtro digital y un 
amplificador tipo D alimentado por una fuente de tipo lineal, además de 
un filtro LC pasa bajo para eliminar el ruido. El filtro digital le facilita al 
autor probar diferentes parámetros para obtener la respuesta óptima en 
cada caso. Para la implementación del dipolo acústico utiliza el gabinete 
tipo H (ver figura 5). Además, a partir de una idea de Linkwitz, según 
propias palabras del autor, implementa un doble dipolo acústico (ver 
figura 5). Al comparar en el dominio de la frecuencia ambas 
configuraciones se aprecia una mejor respuesta en el ancho de banda de 
trabajo en el sistema doble dipolo acústico con su correspondiente filtro 
(ver figura 6). A su vez, también compara el doble dipolo acústico con un 
subwoofer tipo radiador pasivo. Sozanski realiza una ecualización digital 
en ambas configuraciones con el fin de obtener la mejor respuesta en 
frecuencia de ambos. El resultado se puede apreciar en la figura 7, en la 
cual se puede apreciar que la respuesta del doble dipolo no decae en las 
más bajas frecuencias, característica que sí pasa en la configuración 
radiador pasivo. Sin embargo, la principal desventaja es la notable 
diferencia en la eficiencia de ambos. La magnitud de la respuesta en 
frecuencia del doble dipolo se encuentra muy por debajo de la del 
radiador pasivo, y en general de la de la mayoría de sistemas de 
reproductores de baja frecuencia. A partir de todo esto, el autor opina 
que, una vez superada la desventaja de la eficiencia, la configuración 
6 
 
 
doble dipolo acústico obtendrá mayor popularidad. Además, hace 
hincapié en la gran practicidad y flexibilidad del uso de filtros digitales en 
escenarios de diseño de sistemas de altavoces. 
 
Figura 5. Esquema de la configuración doble dipolo en un gabinete tipo H 
(arriba) e imagen de su implementación (abajo) [6]. 
 
Figura 6. Comparación de respuesta en frecuencia de un sistema monopolo 
(rojo) y un sistema doble dipolo (azul), ambos en un gabinete tipo H y sin 
ecualización. Modificado de [6]. 
7 
 
 
 
Figura 7. Comparación de respuesta en frecuencia de un sistema dipolo (rojo) y 
un sistema radiador pasivo (azul), ambos en un gabinete tipo H y ecualizados. 
La magnitud del sistema dipolo ha sido multiplicada por un factor de 6.5 [6]. 
 Ubicación dentro de la habitación y número óptimo 
Las investigaciones respecto a la posición en la que el subwoofer se debe 
ubicar dentro de la habitación y el número óptimo de unidades tienen 
como finalidad conseguir una respuesta plana en frecuencia de todo el 
sistema y una adecuada distribución espacial del sonido. 
En lo relativo a la ubicación, Welti [4] asegura que cuatro unidades de 
subwoofers son suficientes para cancelar el efecto de la mayoría de los 
modos en la habitación. Así mismo, Nousaine [3] concluye que, para 
sistemas Home Theater, la posición óptima del subwoofer se encuentra 
en cualquier esquina de la habitación, en comparación con otras 
configuraciones de distintas ubicaciones y números de subwoofers. Por 
su parte, Backman [44] plantea el uso de análisis modal experimental 
para determinar las ubicaciones óptimas de una o varias unidades de 
subwoofers en una habitación de geometría y propiedades de superficies 
arbitrarias. 
Respecto al uso de más de una unidad de subwoofer, tradicionalmente 
se ha asumido la reproducción de las más bajas frecuencias como 
monofónica. Welti ha estudiado la subjetividad de los arreglos 
estereofónicos para subwoofers [43]. Realizó un test a oyentes 
entrenados en donde comparan cuatro diferentes configuraciones de 
8 
 
 
subwoofers (figura 8). Los resultados demuestran que diferencias 
audibles para señales de audio solo aparecen al comparar las 
configuraciones 1 y 4. Además también concluye que, subjetivamente, 
las configuraciones 1, 2 y 3 son equivalentes, por lo que el uso de más 
de una unidad de subwoofer, siguiendo este criterio, no sería necesario. 
Por otra parte, Backman [5] ha realizado un análisis acerca de la 
existencia de diferencias interaurales entre arreglos monofónicos y 
estereofónicos de subwoofers a través de modelamiento en software, del 
cual obtiene indicios de la existencia de escucha binaural en los arreglos 
estereofónicos, con mucho mayor significancia en habitaciones que en 
condiciones de campo libre, y cuando el oyente se encuentra cerca de 
los nodos de los distintos modos de la habitación. Sin embargo se debe 
precisar que los resultados aún no son totalmente concluyentes. 
 
Figura 8.Configuraciones de subwoofers usadas en el test de Welti. En amarillo 
se aprecia la ubicación del oyente. Los cuadros con contorno blanco y letras 
blancas muestran la referencia del oyente (L es izquierdo y R, derecho). Los 
cuadros de color azul oscuro y letras blancas muestran las ubicaciones de los 
subwoofers y las letras en ellos indican si están reproduciendo contenido 
monofónico (M) o estereofónico (L y R) [43]. 
Actualmente, en la práctica, prima en los sistemas home theater el uso 
de una única unidad de subwoofer ubicada a una distancia cercana a  la 
9 
 
 
pared con el fin de evitar interferencias destructivas y al mismo tiempo 
lograr una distribución de presión óptima en la habitación. 
 Diseños comerciales para home theater 
En la actualidad podemos encontrar infinidad de diseños comerciales de 
subwoofers para home theater. En la tabla 1 se muestran las características 
principales de algunos diseños de distintos rangos de precios en dólares 
americanos. 
Fathom ASW 10 CM ES250P YST – 
Diseño: B1 [14] 
f212 [12] S2 [13] [15] SW216 [16] 
Bowers & 
Marca JL Audio Revel JBL Yamaha 
Wilkins 
Tipo por 
amplificador Activo Activo Activo Activo Activo 
integrado 
Tipo de No No 
Tipo D Tipo D Tipo D 
amplificador especifica especifica 
Potencia de 
amplificación 3000 W 500 W 250 W 400 W 50 W 
nominal 
Respuesta 
15 Hz – 25 Hz – 140 20 Hz – 25 Hz – 25 Hz – 180 
en 
157 Hz Hz 150 HZ 150 Hz HZ 
frecuencia 
Variable, 
Frecuencias 30 Hz – pero rango 50 Hz – 50 Hz – 40 Hz – 140 
de cruce 130 Hz no 150 Hz 150 Hz Hz 
especificado 
Reflectora Reflectora Reflectora 
Tipo de caja Cerrada Cerrada 
de bajos de bajos de bajos 
Número de 
2 1 1 1 1 
altavoces 
Diámetro del 
12” 10“ 12” 12” 10” 
altavoz 
Precio $ 6000 $ 1500 $ 1000 $ 500 $ 109.99 
Tabla 1. Cuadro comparativo de características de modelos comerciales de 
subwoofers. Fuente: Elaboración propia a partir de datos provenientes de los 
fabricantes. 
10 
 
 
Podemos notar que la tendencia actual en el diseño de subwoofers abarca el 
uso de amplificadores tipo D integrados en el sistema y el uso de cajas con 
configuración cerrada y reflectora de bajos. 
1.3. Marco problemático 
Existe el requerimiento de poder reproducir las bajas frecuencias de manera 
separada, especialmente cuando hablamos de reproducir audio en sistemas 
multicanal. La principal razón para hacer esto es liberar de un cierto ancho de 
banda en baja frecuencia al reproductor de bajos de los altavoces principales, 
con el fin de minimizar su distorsión armónica total (THD) y, además, mantener 
el sistema lo más lineal posible. Por lo tanto, la función de reproducir este ancho 
de banda se traslada al subwoofer. 
Actualmente, en nuestro medio el número de procesos de diseño de subwoofers 
con la calidad que se requiere para la reproducción de audio en alta fidelidad es 
mínimo. 
1.4. Objetivo general 
Proponer e implementar un diseño de subwoofer activo de alta fidelidad. 
1.5. Objetivos específicos 
 Diseñar el gabinete acústico utilizando el modelo electroacústico del 
altavoz. 
 Diseñar un filtro activo pasabajos para audio. 
 Diseñar un amplificador de poder basado en un integrado garantizando un 
ancho de banda y fase óptimos. 
 Optimizar la caja acústica en base a análisis modal para garantizar la 
mínima radiación de sonido debido a la vibración de su estructura. 
1.6. Requerimientos de diseño 
 Selección del altavoz 
Se requiere escoger un altavoz de un diámetro entre 10 y 12 pulgadas, 
frecuencia de resonancia entre 30 y 40 Hz, y un QTS (factor de calidad 
total2) no mayor a 0.45 (de preferencia entre 0.25 y 0.35). 
 Caja acústica 
Una vez determinado el volumen óptimo y el tipo de caja mediante 
simulación, la configuración de caja seleccionada, una vez 
                                                          
2 Más información sobre el factor de calidad total se puede encontrar en la sección 2.1.4. 
11 
 
 
implementada, debe pasar por un proceso de optimización de su 
estructura mediante análisis modal experimental.  
 Implementación de un filtro activo pasabajos analógico 
Se requiere diseñar un filtro activo pasabajos con frecuencia de corte 
variable en 70, 80, 100 y 120 Hz de tipo Butterworth, Bessel o Linkwitz-
Riley. 
 Diseño de un amplificador de poder 
El diseño se realizará a partir de un integrado de amplificador de poder 
para audio. La implementación final debe entregar por lo menos 50W 
de potencia, tener una respuesta en frecuencia entre 20 Hz y 20kHz y 
relación señal ruido no menor a 100 dB. 
  
12 
 
 
2. Marco teórico 
Como se mencionó anteriormente, el subwoofer es un altavoz que reproduce el rango 
de las frecuencias más bajas, generalmente entre 20 Hz y 200 Hz [17]. 
El diseño del subwoofer para cine en casa que se propondrá en el presente trabajo 
puede ser dividido en cuatro etapas generales: altavoz para subwoofer, configuración 
del gabinete acústico, filtro de señal de audio y amplificación de poder. El capítulo, 
por lo tanto, se dividirá en base a estas etapas. Como primera parte, se desarrollará 
brevemente las principales especificaciones a tomar en cuenta para elegir el altavoz 
adecuado para el subwoofer. A continuación, se abordará lo concerniente a las 
distintas configuraciones de gabinetes acústicos, especialmente sobre su respuesta 
en el dominio de la frecuencia. Después, se explicará los conceptos principales de 
una red de cruce activa. Finalmente, se expondrá las diferentes clases de 
amplificadores de poder especializados en audio y sus características más 
resaltantes. 
2.1. Altavoz 
Beranek define al altavoz como un “transductor electroacústico para convertir las 
señales eléctricas en sonido” [26]. El tipo de altavoz comúnmente usado para 
sistemas de alta fidelidad es el radiador directo (el sonido radia directo al aire) 
de bobina móvil (bobina que se haya en un campo magnético). 
 
Figura 9. 
Corte 
esquemático 
de un altavoz 
de radiación 
directa. 
Modificado de 
[48]. 
13 
 
 
Figura 10. Partes de un altavoz típico. Modificado de [41] 
“Cuando la corriente pasa por la bobina móvil genera una corriente 
electromotriz que al interactuar con el flujo del entrehierro del imán permanente 
generan el movimiento de traslación de la bobina móvil y, por lo tanto, del cono” 
[26]. Cabe resaltar que el diafragma está montado por medio de suspensiones 
flexibles cuyos efectos pueden modelarse como compliancias (el inverso de la 
constante elástica k) y resistencias mecánicas. 
 Modelo 
Los elementos mecánicos de un altavoz como masas, resortes y 
amortiguadores, y los elementos acústicos del mismo como el volumen, masa 
de aire y resistencia acústica, pueden ser representados como elementos 
eléctricos (resistencia, inductor, capacitor).  A partir de esto se puede modelar 
y analizar al altavoz según el circuito de la figura 11. 
 
Figura 11. Circuito análogo electro-mecánico acústico de tipo impedancia. Modificado de 
[27]. 
14 
 
 
Se tiene que: 
 Eg : voltaje del generador 
 Rg: resistencia eléctrica del generador (en ohmios) 
 LE: inductancia eléctrica de la bobina (en henrios) 
 RE: resistencia eléctrica de la bobina (en ohmios) 
 i: corriente eléctrica en la bobina (en amperes)  
 B: densidad de flujo estacionaria en el entrehierro (webber/m2) 
 l: longitud del alambre de la bobina (en metros) 
 uD: velocidad de la bobina móvil (en m/s) 
 fD y fr: fuerzas generadas entre las fuerzas magnetomotriz alternas y 
estacionarias (en newtons) 
 MMD: masa del cono y la bobina (en kilogramos) 
 CMS: compliancia mecánica total de la suspensión (en metros/newton) 
 RMS: resistencia mecánica del altavoz (en newton-s/m) 
 A: área efectiva del diafragma (en m2) 
 U: velocidad de volumen 
 pr: presión sonora 
 ZAR: impedancia acústica de radiación 
RAR MAR 
 
Figura 12. Impedancia de radiación acústica. Modificado de [26]. 
La impedancia de radiación es la cuantificación de cómo se comporta el aire 
frente al movimiento del diafragma. Parte de la energía mecánica del altavoz 
se transforma en ondas sonoras. La otra parte es almacenada y devuelta al 
generador, lo cual es  indicio de que la impedancia de radiación posee una 
característica reactiva. Esto permite establecer una analogía de impedancia 
acústica como el paralelo de una resistencia y una inductancia, lo cual se 
puede apreciar en la figura 32. RAR corresponde a la resistencia acústica de 
radiación y MAR es la masa acústica de radiación. En la figura 12 aparecen 
dos impedancias de radiación representando que el altavoz irradia tanto en 
la cara frontal como en la trasera. 
15 
 
 
 Sensibilidad 
La sensibilidad indica el nivel de eficiencia de conversión de watts a dB de 
nivel de presión sonora de un altavoz. Por ejemplo, si un altavoz tiene una 
sensibilidad de 80 dB, significa que suministrándole una potencia de 1 W 
puede generar 80 dB LP (nivel de presión sonora) a 1 metro de la fuente. 
La sensibilidad también nos puede dar una idea de cuánta potencia requiere 
nuestro altavoz. Podemos tomar como referencia el estándar para cines 
THX, creado por Tomlinson Holman en la década de los ochenta. Este 
establece que, debido a que el soundtrack de las películas es mezclado en 
los estudios por convención a un nivel de referencia de 95 dB LP, un 
subwoofer debe tener la capacidad de generar este mismo valor, con un 
headroom de 20 dB LP. [28]. 
Sabiendo que para aumentar 3 dB LP se necesita duplicar la potencia que 
llega al altavoz, y tomando como referencia la sensibilidad del altavoz 
escogido en el presente trabajo, es posible calcular cuánta potencia el 
amplificador necesita entregar si se desea cumplir con el estándar THX. 
Potencia (Watts) Nivel de presión sonora (dB) 
1 84 
2 87 
4 90 
8 93 
16 96 
32 99 
Tabla 2. Cálculo de potencia necesitada para cumplir estándar THX en base a una 
sensibilidad de 84 dB. 
Se necesitaría 16 W de potencia en  un altavoz de sensibilidad de 84 dB 
para cumplir con el estándar THX. El manejo de los picos (headroom) en un 
amplificador de audio suele estar especificado en voltaje. 
 Impedancia nominal 
La impedancia total de un altavoz es dependiente de la frecuencia, pero para 
fines de simplificación se usa una impedancia nominal. En altavoces para 
subwoofers, woofers, altavoces para medias frecuencias y tweeters es común 
encontrar impedancias de 2, 4, 8 y 16 Ω, a diferencia de los altavoces para 
audífonos, cuyos rangos de impedancias nominales varían desde 32 Ω a más. 
16 
 
 
Al escoger un amplificador de audio es preferible que dentro de sus 
especificaciones se encuentre la potencia entregada para la impedancia 
nominal del altavoz seleccionado en particular. De esta manera se garantiza 
que no existan problemas en el manejo de potencias por parte de ambos 
elementos. 
 Parámetros Thielle-Small 
Los parámetros Thielle-Small son parámetros electromecánicos que definen 
las características de un altavoz, necesarios en el análisis para la 
construcción de gabinetes acústicos. Estos parámetros suelen ser ingresados 
en software para realizar el cálculo de las dimensiones óptimas. 
 A continuación se hará una breve descripción cualitativa de algunos de los 
parámetros; específicamente, de aquellos que definen los requerimientos de 
diseño de la investigación. 
 Fs: frecuencia de resonancia del altavoz (figura 13). La amplitud de la 
respuesta en frecuencia empieza a decaer a partir de este punto debido 
a que la carga acústica que interactúa con el altavoz es 
fundamentalmente de tipo reactiva. A raíz de esto, se puede concluir 
que es un parámetro que define el ancho de banda de la respuesta en 
frecuencia. Por ejemplo, un altavoz con Fs de 60 Hz reproducirá con 
menor amplitud una señal de 40 Hz. 
 
Figura 13. Gráfica de la frecuencia de resonancia de un altavoz. 
17 
 
 
 Qes, Qms y Qts: Qes es el Q eléctrico del altavoz en FS y está 
relacionado con las pérdidas eléctricas. Qms es el Q mecánico del 
altavoz en FS y, a su vez, se encuentra relacionado con las pérdidas 
mecánicas. Qts es el factor de calidad total del altavoz en Fs, está 
relacionado con las pérdidas totales y es obtenido a partir de los otros 
dos factores mediante la fórmula: 
Qms×Qes
Qts=  Qms+Qes
Estos factores de calidad están relacionados con el factor de 
amortiguamiento, producto de la suspensión del driver en el caso 
mecánico, y en la impedancia de salida del amplificador en el caso 
eléctrico. Además, también están relacionados con los valores de las 
resistencias mecánicas y eléctricas del driver. Valores de Qes mayores 
a 0.6 demandarían volúmenes de gabinetes extremadamente largos 
[33]. Por su parte, valores altos de Qms indican menores pérdidas 
mecánicas. Así mismo, según la aplicación del altavoz existen Qts 
típicos. Por ejemplo, para refuerzo sonoro se utilizan altavoces con un 
Qts de 0.2 o 0.25. Estos altavoces tienen la característica de poseer el 
bajo sobreamortiguado. Por otro lado, un altavoz con un Qts no mayor a 
0.5 permite obtener una respuesta plana en el dominio de la frecuencia; 
por el contrario, si es mayor a 0.5 se tendrá una respuesta con una 
magnitud excesiva en las bajas frecuencias, además de una respuesta 
deficiente en el dominio del tiempo.  
 S: es el área del diafragma. En la figura 11 se lo identifica como “A”. 
No es un parámetro Thielle-Small, sino un parámetro fundamental. Está 
relacionado con el diámetro efectivo del diafragma, con el cual se puede 
determinar el nivel de potencia acústica. 
2.2.  Gabinetes acústicos 
Al aire libre, el altavoz irradia tanto sobre su cara frontal como sobre la trasera, 
por lo que podría considerarse una fuente omnidireccional. Esta característica 
produce cancelaciones entre ambos frentes lo que conlleva a cancelaciones 
entre ambos frentes, pérdidas de energía e ineficiencia. La solución ideal es 
empotrar el altavoz a un sonodeflector infinito (en el caso real, una pared). Sin 
embargo, en casos donde esto no es posible se recurre a los gabinetes 
acústicos. 
18 
 
 
 Gabinete cerrado 
Un gabinete cerrado soluciona la ineficiencia de la reproducción del altavoz 
al aire libre (ver figura 14a). El volumen de la caja y la resistencia acústica 
que pueda tener, como lana de vidrio, se verán representados en el lado 
acústico del modelo del altavoz (figura 11). 
 
Figura 14. Tipos de gabinetes acústicos. (a) Gabinete cerrado. (b) Tipo reflectora de bajos. 
Fuente: Elaboración propia. 
 Reflector de bajos 
El altavoz sigue irradiando sobre su cara trasera aún cuando se encuentra 
dentro de un gabinete cerrado. Esta energía irradiada puede ser 
aprovechada. Podemos poner como ejemplo un sistema masa-resorte-
amortiguador, el cual resuena a una frecuencia determinada. Este fenómeno 
mecánico encuentra su contraparte en el campo acústico en el resonador de 
Helmholtz. Tomemos a una botella como resonador de Helmholtz. Al soplar 
sobre el cuello de la botella, esta produce sonido. Esto se debe a que hay un 
elemento produciendo radiación. Este elemento es la masa de aire en el cuello 
de la botella que actúa como un pistón, el cual comprime el aire en el interior 
de la botella, para después ser rechazado por esta. Entonces, esta energía 
puede ser radiada a una frecuencia dada para mejorar la respuesta en bajas 
frecuencias. Es aquí donde aparece la configuración tipo reflector de bajos.  
El tipo reflector de bajos es una caja cerrada la cual posee un ducto (figura 
14.b). La frecuencia de resonancia del conjunto caja-ducto dependerá de sus 
dimensiones. La energía radiada por el resonador puede ser utilizada para 
lograr mayor amplitud en las bajas frecuencias. El área del ducto suele ser 
menor o igual al área efectiva del diafragma del altavoz. 
19 
 
 
 
Figura 15. Niveles de presión sonora en el bass réflex. La línea seguida representa el LP 
(nivel de presión sonora) total. La línea con círculos representa el LP del altavoz. La línea 
discontinua representa el LP del ducto y el gabinete. Fuente: Elaboración propia. (Simulación 
realizada en Matlab). 
En la figura 15 podemos notar que antes de la frecuencia de resonancia 
(aproximadamente 27 Hz), el LP del ducto y el gabinete están desfasados 180° 
con el LP del altavoz (representados por los signos), y después ambos se 
ponen en fase. Teniendo en consideración esto, la suma de ambos se aprecia 
en la línea roja, lo cual representa una mejora en bajas frecuencias. 
 Radiador pasivo 
El tipo radiador pasivo es una caja cerrada que consta de un altavoz y de un 
conjunto diafragma-suspensión al cual se le llama radiador pasivo y que, 
además, no está conectado a ningún elemento que le provea una señal de 
audio, a diferencia del altavoz, llamado activo (ver figura 16). Su modo de 
funcionamiento es similar al reflector de bajos: se busca que este radiador 
resuene a una frecuencia determinada con el fin de usar la energía para 
mejorar la respuesta en bajas frecuencias. Para modificar la frecuencia de 
resonancia del radiador pasivo se le agregan masas.  
20 
 
 
 
Figura 16. Tipo radiador pasivo. Modificado de [29]. 
2.3. Red de cruce activa 
 Función de una red de cruce en un subwoofer activo 
Cada tipo de altavoz está diseñado para reproducir un segmento del espectro 
de frecuencias de la banda audible, por ejemplo: los subwoofers operan 
típicamente debajo de los 120 Hz y los tweeters, encima de 5 a 8 kHz [18] 
(ver figura 17). En orden de asegurar que cada tipo de altavoz trabaje con un 
ancho de banda adecuado se implementan las redes de cruce, las cuales son 
un grupo de filtros en paralelo que pueden ser tan sencillo como la figura 18. 
En el diseño de redes de cruce se utilizan filtros pasabajos, pasabanda y pasa 
altos. 
 
Figura 17. Rangos de frecuencias de corte propuestas para un altavoz de 4 vías. Modificado 
de [21]. En la presente investigación nos enfocaremos solo en el subwoofer (sub-bajo en la 
imagen) por lo cual se diseñará un filtro pasabajos con frecuencia de corte variable. 
 
 
 
 
 
21 
 
 
 
Figura 18. Ejemplo de red de cruce Linkwitz Riley de segundo orden (LR2) [34].  
 Diferencias entre redes de cruce activas y pasivas 
La diferencia entre una red de cruce activa y una pasiva es la presencia de 
amplificadores operacionales, elementos activos cuya presencia implica el 
uso de una fuente de alimentación. Según las características del presente 
trabajo de investigación, la red de cruce a diseñar corresponde a una de tipo 
activo (ver figura 19), la cual posee características diferentes respecto al tipo 
pasivo como: 
 Permite un mejor acoplamiento amplificador-altavoz en el caso de los 
woofers. 
 Permite que la performance de la red de cruce sea independiente de la 
impedancia de la carga. 
 Sin un headroom adecuado puede ocurrir clipping o saturación en esta 
etapa (para más información sobre el headroom ver sección 2.4.4). 
 
22 
 
 
 
Figura 19. Formato típico de un sistema de altavoz de 3 vías. Para el trabajo 
de investigación se usará una cadena de audio con el orden de elementos 
que se presenta en la rama inferior. Modificado de [20]. 
 Por qué elegir el tipo de alineamiento Linkwitz Riley 
El tipo de alineamiento Linkwitz Riley es la unión en cascada de número pares 
de filtros Butterworth. Como se mencionó anteriormente, la red de cruce divide 
a la señal de audio en diferentes bandas de frecuencia. Estas señales luego 
llegan a los transductores electroacústicos, es decir, a los altavoces, y son 
convertidas en ondas sonoras. El resultado de la suma de todas las 
respuestas acústicas debe poseer magnitud constante en el dominio de la 
freuencia, y la fase entre ellas debe der 0°. Si comparamos un filtro 
Butterworth de segundo orden con uno Linkwitz Riley de segundo orden (dos 
Butterworth en cascada) podemos notar que la respuesta acústica del primero 
no es plana (tiene una ganancia alrededor de la frecuencia de cruce), en 
cambio la del segundo sí lo es (figura 20). 
El estándar en audio para sistemas diseñados en base a Op-Amps es el 
Linkwitz Riley de cuarto orden (figura 21), también llamado LR4,  por su 
respuesta plana en magnitud y en la cual no existe desfase entre las salidas 
de ambos filtros, a diferencia del LR2 en el cual sí existe un desfase de 180° 
entre estas. [34] 
23 
 
 
 
Figura 20. Comparación entre la magnitud resultante de una red de cruce activa LR2 con 
una Butterworth de segundo orden [19].  
 
Figura 21. Red de cruce LR4 de pendiente 24 dB/oct [33]. 
2.4. Amplificadores de audio 
 Formato de gabinete acústico activo 
Los formatos más comunes de amplificadores de poder son: mono, estéreo o 
de dos canales, monobloque dual, multicanal, integrado (amplificador más 
preamplificador) y de gabinete activo. Debido a que en la presente tesis se 
24 
 
 
está desarrollando el diseño de un subwoofer activo, nos centraremos en el 
formato de amplificador que le corresponde: gabinete activo. En este formato 
el amplificador está construido dentro del gabinete del altavoz y generalmente 
es usado junto a un crossover activo. En grandes sistemas de audio es útil 
para reducir la longitud de cables utilizados para conectar el amplificador al 
altavoz. En sistemas de audio doméstico ayuda a evitar un elemento más que 
ocupe espacio. En ambos casos, los costos de implementación del sistema 
de audio se reducen al evitar construir un amplificador externo. 
Por otro lado, el tener una carga fija y conocida (el altavoz con el que está 
construido) representa un beneficio para el diseño del amplificador de poder. 
 Función y relación con el altavoz 
La impedancia nominal de un altavoz es razonablemente constante. 
Comúnmente encontramos altavoces de 16, 8 y 4 Ω. Por otro lado, la 
impedancia equivalente de salida de un amplificador moderno es baja, con lo 
cual se garantiza un voltaje de salida prácticamente constante para una 
impedancia dada de carga resistiva. Esta impedancia de salida cobra 
importancia al momento de definir el damping factor, que es la relación entre 
la impedancia del altavoz y la impedancia equivalente de salida3. 
Por estas razones, y siendo el amplificador el elemento anterior al altavoz, el 
último necesita ver al primero como una fuente de voltaje, es decir, una fuente 
con baja impedancia. 
 Parámetros principales 
 Ancho de banda 
El ancho de banda mínimo de un amplificador de audio es el ancho de 
banda audible (20 Hz a 20 kHz). Veremos más adelante que es 
recomendable que posea un mayor ancho de banda. Idealmente, la 
respuesta a lo largo del ancho de banda debe presentar amplitud 
constante en la medida de lo posible. Adicionalmente, la respuesta debe 
caer monótonamente, es decir, sin picos ni valles en frecuencia. 
 THD 
La distorsión armónica total (THD por su nombre en inglés) es definida 
matemáticamente como “el ratio de la raíz cuadrada de la suma de los 
                                                          
3 En el presente diseño, la impedancia equivalente de salida que ve el altavoz no solo depende del 
amplificador, sino también de la etapa previa a éste, la cual corresponde al filtro. El filtro, por ser de 
tipo activo (impedancia de salida mínima), también permite mantener el damping factor. 
25 
 
 
cuadrados de los valores RMS de cada armónico entre el valor RMS de 
la señal de salida” [22]. 
En las especificaciones de los amplificadores de audio  podemos 
encontrar el término “THD+N”. Esto hace referencia al método de 
medición de THD que consiste de los siguientes dos pasos: primero, 
reproducir una señal sinusoidal. Esto producirá una señal de salida 
consistente en la señal fundamental, los armónicos y todo tipo de ruido 
presente en el ancho de banda en el cual se está midiendo. Segundo, 
con un notch filter se elimina la señal fundamental de la salida y se mide 
su nivel de señal promedio. Este valor es la distorsión armónica total más 
el ruido presente. 
 Potencia de salida 
La potencia media de salida de amplificadores de audio para home 
theater en modelos comerciales posee valores que varían entre 35 W, 
como el modelo Yaro2 de Kanto [23], y 200 W, como el modelo 7700 de 
Outlaw [24], para un solo canal o altavoz.  
A mayor potencia es más difícil sostener la disipación térmica, por lo que 
se necesitan de pares paralelos y el costo de fabricación aumenta. 
 Headroom 
El headroom (ver figura 22) se define como la diferencia entre el nivel nominal 
de la señal y el nivel justo antes que ocurra la distorsión por clipping. Suele 
estar expresado en dB. Permite al amplificador manejar los picos instantáneos 
de amplitud que puedan aparecer en la señal de entrada.  De no ser posible 
esto, la señal de salida del amplificador se saturará (fenómeno también 
conocido como clipping). 
26 
 
 
 
Figura 22. Headroom. Modificado de [40].  
 Clases 
A continuación se abordará las clases principales de amplificadores para uso 
en audio. 
 Clase A 
El amplificador tiene un ciclo continuo de conducción. Su eficiencia es muy 
baja, idealmente llega a 50%. Ligado a esto está la necesidad de disipar 
mucho calor, por lo menos dos veces el valor de la potencia disipada lo 
que equivale a un gran desperdicio de kW/h.  
En contraste de lo anteriormente expuesto, los beneficios que presenta son 
a considerar: nula distorsión de cruce por cero, uno de los más bajos 
valores de THD de todas las clases de audio y su simplicidad (figura 23). 
 
 
Figura 23. Esquema simplificado de un amplificador clase A [25]. 
27 
 
 
 Clase B 
En audio, el amplificador clase B consiste en la conducción de la señal 
por parte de dos transistores en oposición, cada uno conduce medio ciclo. 
La eficiencia de esta clase puede llegar teóricamente a 78.5 %. 
La desventaja de esta clase radica en la discontinuidad en su forma de 
onda al cambiar cada medio ciclo, lo que se conoce como distorsión de 
cruce por cero. Esto se hace más obvio en señales de poca intensidad. 
 Clase AB: 
Un amplificador clase B puro no puede ser usado para audio 
debido a la distorsión en señales de baja intensidad. Es por esto 
que se modifica este modelo convirtiéndolo en clase AB. Cuando 
hay señales de baja amplitud actúa como un amplificador clase A. 
Cuando hay señales de mayor amplitud (generalmente en los 
picos) actúa como un amplificador clase B. La distorsión de cruce 
por cero es despreciable frente a las señales de gran amplitud 
(figura 24). 
 
Figura 24. Esquema simplificado de una configuración de amplificador 
clase AB [25]. 
 Clase D 
El amplificador clase D es un amplificador digital. Utiliza modulación por 
ancho de pulso (PWM) con el fin de poder usar transistores tipo Mosfet. 
Con esto se mejora la eficiencia hasta en un 90 % y la fidelidad de la 
señal de audio puede llegar a ser comparable con la clase AB. 
28 
 
 
 
Figura 25. Esquema simplificado de una configuración de amplificador clase D [25]. 
 Clase G 
En los amplificadores clase G se tiene dos fuentes diferentes de voltaje 
(ver figura 26). Este diseño está pensado en los pasajes fuertes de la 
música, es decir, donde se encuentran los picos de la señal y, por lo tanto, 
donde se puede producir clipping. Estos picos son momentáneos por lo 
que la naturaleza de la conmutación de fuentes de voltaje es exactamente 
igual. Al cambiar de fuente de voltaje se le asigna un headroom al 
amplificador que permite evitar la saturación. Esto lo hace más eficiente, 
se reduce la disipación de energía, pero representa un circuito de mayor 
complejidad que los amplificadores clase A y AB. 
 
Figura 26. Esquema simplificado de una configuración de amplificador clase G [25]. 
 Clase H 
El amplificador clase H es muy parecido al clase G con la diferencia de 
que se usan más de dos diferentes fuentes de voltaje o se usa una fuente 
de voltaje regulable que requiere un circuito extra para controlar este valor 
de acuerdo a los requerimientos de la señal (ver figura 27). 
29 
 
 
 
Figura 27. Esquema simplificado de una configuración de amplificador clase H [25]. 
  
30 
 
 
3. Diseño e implementación 
3.1. Introducción 
En este capítulo se describirá todo lo concerniente al diseño de las diferentes 
etapas que conforman al subwoofer. Se iniciará presentando el diagrama de 
bloques de la solución. Seguidamente se presentarán especificaciones técnicas 
generales del subwoofer. A continuación se explicará los criterios usados para 
elegir el altavoz. Después, se expondrá el proceso de diseño del gabinete 
acústico. Finalmente se abordará el diseño del circuito de cada etapa electrónica 
(filtro pasabajos y amplificador de poder). 
3.2. Diagrama de bloques 
El diseño propuesto en esta tesis para el subwoofer activo puede ser expresado 
en el diagrama de bloques de la figura 28. Como se puede observar consta de 
dos etapas de circuitos electrónicos -filtro pasabajos activo y amplificador-, una 
etapa de transductor –el altavoz- y una etapa paralela compuesta por el gabinete 
acústico.  
 
Figura 28. Diagrama de bloques del diseño propuesto del subwoofer activo. Fuente: 
Elaboración propia. 
3.3. Especificaciones técnicas generales 
Tabla 3. 
Especifica-
ciones 
generales. 
 
31 
 
 
3.4. Altavoz 
El modelo de altavoz elegido es el KFC XW120 de 12 pulgadas de la serie Excelon 
de Kenwood (figura 29). Tiene una impedancia nominal de 4 Ω, lo que significa 
que el amplificador a implementar le brindará 68 W de potencia media (ver sección 
3.7.1). Además, la frecuencia de resonancia de 20.1 Hz nos garantiza una 
respuesta en frecuencia adecuada para nuestros requerimientos. 
 
Figura 29. Imagen del XW120 [32]. 
 Símbolo Unidad Valor 
Impedancia nominal Z Ω 4 
Frecuencia de 
Fs Hz 20.1 
resonancia 
Factor de calidad total QTS  0.435 
Sensibilidad  dB/W a 1 m 82 
Respuesta en frecuencia  Hz 27 - 300 
Tabla 6. Algunos parámetros del XW120. Elaborado a partir de [32]. 
3.5. Gabinete acústico 
 Elección de tipo de configuración 
Usando como herramienta un software de simulación de altavoces universal 
en una etapa funcional casi final, se simuló la respuesta en frecuencia del 
altavoz para analizar qué tipo de configuración de gabinete acústico sería el 
más adecuado. 
 Se simuló para tres configuraciones: empotrado en sonodeflector infinito 
(caso ideal), tipo cerrado y tipo reflectora de bajos. Como primera 
aproximación se utilizó las dimensiones de gabinete recomendadas por el 
32 
 
 
fabricante: para gabinete cerrado un volumen de gabinete de 35.4 litros, y 
para el tipo reflectora de bajos,  un volumen de gabinete de 56.6 litros, y un 
ducto de 546 mm de largo y 38 mm de área [32]. 
De las simulaciones realizadas podemos comprobar que la respuesta en 
frecuencia del XW120 posee una amplitud constante dentro de un rango de 
frecuencia adecuado (figura 30). Además, la configuración reflectora de bajos 
(bass reflex) mejora la respuesta en bajos. 
Por otro lado, de las gráficas de las impedancias (figura 31) podemos notar 
que la frecuencia de resonancia del subwoofer en gabinete cerrado tiene 
mayor valor que el subwoofer empotrado, lo que significa pérdida de ancho 
de banda. En la configuración reflectora de bajos hay dos frecuencias de 
resonancia, la del conjunto ducto-caja y la del altavoz (picos en la figura 31), 
pero como sabemos, la respuesta total se ve optimizada en bajos. Dicho todo 
esto, la configuración escogida fue la reflectora de bajos. 
Finalmente,  podemos apreciar cómo los cambios de fase son dictados por 
las frecuencias de resonancia en las distintas configuraciones de gabinete 
acústico. 
 
33 
 
 
Figura 30. Simulación del nivel de presión sonora del XW120 para distintas 
configuraciones de gabinete acústico. 
 
Figura 31. Simulación de la impedancia del XW120 para distintas configuraciones de 
gabinete acústico.  
  Construcción 
El volumen de nuestro gabinete acústico es 56.6 L, lo cual equivale a 0.0566 
m3. La forma escogida fue poliedro de 4 caras. Para elegir las dimensiones 
de las caras se usó como criterio las dimensiones (Tabla 7) resultantes de la 
ecuación 14, en donde n es un número natural y x es la proporción. Se deben 
escoger proporciones que no sean múltiplos entre ellas. Esto con el fin de 
minimizar los modos que se puedan formar adentro del recinto. 
𝑛
𝑥 =  23        (14) 
34 
 
 
 
Tabla 7. Relación 
 
de proporciones 
 para las 
dimensiones del 
 
gabinete acústico. 
 
 
 
Se escogieron las proporciones correspondientes a n igual a  4, 7 y 8, 
multiplicadas por un factor k = 9. Esto nos arrojó las siguientes medidas: 22.68 
cm, 45.36 cm y 57.15 cm. Redondeando a valores exactos se obtuvo como 
medidas de las caras internas: 
Largo: 57 cm 
Ancho: 22 cm 
Altura: 47 cm 
Estas medidas nos permiten obtener un volumen de 58.94 L. Debido a la 
construcción del gabinete, las dimensiones externas de este resultaron 60.6 
x 23.8 x 48.8 cm. Por otro lado, el diámetro de la circunferencia total que 
requiere el altavoz es de 44. 2 cm, por lo cual éste fue empotrado en una de 
las caras de 48.8 x 60.6 cm. 
 
Figura 32. Caras del gabinete acústico con los cortes para el altavoz y el ducto de 
PVC. 
35 
 
 
Respecto al ducto, se decidió usar un tubo de PVC de diámetro 7.9 cm. El 
largo de este fue hallado a partir de la siguiente ecuación de resonancia de 
un ducto con un gabinete: 
 
c S
f= √  (15) 
2π V(l+∆l)
En donde: 
f es la frecuencia de resonancia del conjunto ducto-gabinete. En nuestro caso 
elegimos 20.1 Hz, igual a la frecuencia de resonancia del altavoz. 
c es la velocidad del sonido en el airte, 344 m/s. 
S es el área del ducto. 
V es el volumen del gabinete acústico. 
l es la variable a hallar. 
∆l es la corrección de bordes. En este caso posee un valor de 1.463. 
Se halló 55.925 cm de longitud para el ducto del reflector de bajos. Debido a 
este valor, el ducto fue ubicado en una cara diferente al altavoz, garantizando 
que no choquen el uno con el otro (figura 33 y 34).  
 
Figura 33. Vista cercana del altavoz junto al ducto dentro del gabinete acústico. 
36 
 
 
 
Figura 34. Vista lejana del altavoz junto al ducto dentro del gabinete acústico. 
Finalmente, el material usado para la fabricación fue MDF de 18 mm de 
espesor. Este material es el más utilizado en productos de alta fidelidad. Esto 
se debe a sus propiedades de rigidez y amortiguamiento que permiten una 
performance adecuada en las vibraciones que se producen durante la 
reproducción de sonido, además de su precio más económico a comparación 
del triplay, otro de los materiales más usados [39]. En la figura 35 podemos 
apreciar el resultado final. 
 
Figura 35. Implementación final del gabinete acústico. 
3.6. Refuerzo del gabinete acústico 
Una vez realizado el análisis de los resultados arrojados por el análisis modal 
realizado al gabinete acústico (ver sección 4.4) se pudo determinar los refuerzos 
necesarios a instalar en la estructura, con el fin de minimizar las resonancias. 
Como elementos rigidizantes se usaron vigas de pino de 1” de ancho x 2” de 
grosor. Se colocaron internamente dos vigas a lo largo de las dos caras laterales 
37 
 
 
del gabinete (una viga por cara) y una viga a lo ancho de su cara inferior. 
Además, se delimitó al altavoz con un cuadrado formado por 4 vigas (ver figura 
36). En la figura 37 puede observarse el proceso de optimización del gabinete 
acústico. 
 
Figura 36. Esquema del subwoofer con los refuerzos de madera. 
 
Figura 37. Vistas internas del gabinete acústico después del refuerzo de su estructura. 
38 
 
 
3.7. Etapa de filtro pasabajos 
La configuración Linkwitz Riley es la topología más utilizada en redes de cruce 
con el fin de obtener una respuesta lineal en magnitud en el dominio de la 
frecuencia, tal como se explicó en el capítulo 2. En la presente tesis se diseñará 
la etapa de filtro basándose en la rama correspondiente al filtro pasabajos de la 
topología LR4, tal como se puede apreciar en la figura 38. El buffer de entrada 
cumple el rol de adaptador de impedancias entre la etapa previa y nuestro 
diseño. 
 Filtro pasabajos activo de frecuencia variable 24 dB/octava 
El filtro consiste de dos filtros idénticos de segundo orden topología Sallen-
Key tipo Butterworth en cascada. Cada uno de ellos posee la función de 
transferencia que se puede apreciar en la ecuación 1. 
ω 20
 L(s)= ω  (1) 
s2+ 0 s+ω 2
Q 00
En donde: 
 1
w0=  , es la frecuencia angular del polo    (2) 
R√C1C2
 
1 C1
Q0= √  , es el factor de calidad   (3) 2 C2
Siendo los filtros de tipo Butterworth poseen un Q0 de 0.707 de tal manera 
que cuando se coloquen los filtros en cascada se consiga el Q0 de valor 0.5, 
característico de los filtros Linkwitz Riley, además de una pendiente de 24 
dB/octava. 
Como se puede apreciar en la Tabla 1, los subwoofers comerciales de la 
actualidad permiten seleccionar una frecuencia de cruce dentro de un rango 
entre 30 Hz a 150 Hz. Esto es posible debido a que los filtros implementados 
son de tipo digital. En nuestro caso, al proponer un diseño netamente 
analógico, lograr una característica de este tipo es imposible, por lo que la 
alternativa es seleccionar un conjunto de frecuencias de corte (cruce) en 
particular, las cuales son: 70 Hz, 80 Hz, 100 Hz y 120 Hz. 
39 
 
 
 
Figura 38. Diagrama esquemático del filtro pasabajos activo de frecuencia de corte variable. 
Fuente: Elaboración propia en SPICE. 
Si tenemos en cuenta el valor de Q0 y fijamos el valor de C en 15 nF, 
podemos obtener los valores de R para los cuatro casos tal como se puede 
observar en la tabla 4. 
Frecuencia de corte C R calculado R comercial 
70 Hz 15 nF 106.744 kΩ 107 kΩ 
80 Hz 15 nF 93.401 kΩ 93.1 kΩ 
100 Hz 15 nF 74.721 kΩ 75 kΩ 
120 Hz 15 nF 62.267 kΩ 61.9 kΩ 
Tabla 4. Valores de componentes para las diferentes frecuencias de corte. 
 Implementación 
Se utilizan resistencias de 1/4 W, además de condensadores de polipropileno 
debido a su tolerancia, de menor valor en comparación con los cerámicos. 
Por otro lado, para poder realizar el cambio de frecuencia de corte a través 
del conjunto de resistencias se hace uso del 4P4T [35]. Este componente 
mecánico es un switch rotativo que posee 4 polos y 4 posiciones por cada 
polo. Cada polo puede ser entendido como cada punto del circuito donde se 
debe realizar un cambio, y las 4 posiciones por las 4 frecuencias de corte. 
Respecto a los Opamps que se utilizarán no solo en esta etapa, sino en el 
diseño de todo el sistema en general, se utilizó como referencia la tabla 5, en 
la cual se comparó las características de 2 integrados recomendados por 
Linkwitz [34]. 
 
 
40 
 
 
 OPA2134 OPA2604 
Voltaje de alimentación 
±2.5 V - ±18 V ±4.5 V - ±25 V 
recomendado 
0.00015 % (RL = 600Ω) 
THD+N 0.0003 % (RL = 1kΩ) 
0.00008 % (RL = 2kΩ) 
Slew Rate 20 V/us 25 V/µs 
Tabla 5. Cuadro comparativo de Opamps. 
El parámetro THD es de naturaleza dominante para elegir el integrado. El 
OPA2134 presenta una menor distorsión que el OPA2604, por lo tanto será 
el utilizado para la implementación. 
La tarjeta implementada para esta etapa (figura 39) tuvo como dimensiones 
91.11 x 97.78 mm. A su vez, el chasis para la tarjeta (figura 40) tuvo como 
dimensiones  150 (largo) x 150 (ancho) x 80 (altura) mm. El material utilizado 
fue aluminio, con la finalidad que se comporte como una jaula de Faraday 
para evitar que ruido electromagnético pueda entrar a la tarjeta. Por otro lado, 
se usaron conectores BNC para las señales de entrada y salida. Para las 
entradas de alimentación se usaron conectores banana. Las conexiones 
internas fueron realizadas con cable coaxial para la señal de audio. 
 
Figura 39. Tarjeta de la etapa de filtro pasabajos dentro del chasis. 
41 
 
 
 
Figura 40. Chasis para la tarjeta de la etapa de amplificación. 
 Alimentación 
El diseño del amplificador de poder requiere de una fuente que entregue 
±34.56 V, como se explicará más adelante. Esta fuente también servirá para 
la alimentación de la etapa de filtro y para los opamps de la etapa de 
amplificación, a excepción del amplificador de poder, a través de un circuito 
regulador (figura 41) que entregará ±15 V. Esto permitirá un headroom 
holgado para la entrada de 1 V. Los integrados a utilizar son el LM7815 y el 
LM7915. Los condensadores son electrolíticos. 
 
Figura 41. Circuito regulador ±15 V. Fuente: Elaboración propia en SPICE. 
42 
 
 
3.8. Etapa de amplificación 
 Consideraciones iniciales 
La elección del integrado de amplificación fue tomada a partir de la 
sensibilidad del altavoz escogido, la cual poseía un valor de 82 dB/W. Si 
tomáramos como referencia el estándar THX, se necesitaba un amplificador 
que entregara por lo menos 16 W para conseguir 97 dB de LP. El integrado 
LM3886 de Texas Instruments entrega 68 W al altavoz escogido, con lo cual 
se puede conseguir hasta 5 dB de Lp más de lo deseado. Además, el integrado 
posee un pico instantáneo de potencia de salida de 135 W (figura 42), lo cual 
permite un headroom adecuado. Por otro lado, éste integrado posee un 
amplificador tipo AB. 
Los pasos para diseñar el amplificador están basados en la nota de aplicación 
presente en la hoja técnica del LM3886 [31]. Este documento nos presenta 
dos circuitos de aplicación típica: uno de alimentación dual (figura 43) y otro 
de una sola alimentación que además integra componentes opcionales (figura 
44). Además se puede encontrar una tabla con la relación de las funciones de 
todos los componentes (figura 45).  
Debido a que nuestro diseño contempla alimentación dual, no se utilizaron los 
componentes pensados para trabajar con un diseño de alimentación única 
como es el caso de RA, CA, y los condensadores de acoplo (C). Tampoco se 
hizo uso de L y R, los cuales forman una red Thiele, cuya función es permitir 
tener una impedancia constante para manejar cargas capacitivas, el cual no 
será nuestro caso. 
 
Figura 42. Algunos valores eléctricos del LM3886. Modificado de [31] 
43 
 
 
 
Figura 43. Circuito de aplicación típica del LM3886 N°1 [31].  
 
Figura 44. Circuito de aplicación típica del LM3886 N°2 [31]. 
 
 
44 
 
 
 
 
 
 
 
 
Figura 45. Lista de funciones de los componentes de los circuitos de aplicación típica del 
LM3886 [31]. 
45 
 
 
 
Figura 46. Circuito de la etapa de amplificación de poder. 
46 
 
 
 Alimentación del LM3886 
Con el fin de alimentar el integrado se necesitará una fuente de poder. Se 
debe tener en consideración los cálculos del voltaje de alimentación, lo cual 
se presenta a continuación, basado en la Nota de Aplicación presente en la 
hoja técnica del LM3886. 
El voltaje de salida pico se calcula a partir de la ecuación 4. 
 Vo pico = √2×RL×Po , donde:      (4) 
RL es la impedancia del altavoz 
Po es la potencia media de salida 
Sabiendo que la impedancia del altavoz escogido es de 4Ω, y la potencia 
media de salida deseada es de 68 W, podemos calcular un Vo pico de 23.32 V. 
A partir del Vo pico se calcula el voltaje máximo de alimentación que necesita 
el LM3886 mediante la ecuación 5. 
 Vmax alimentación = ±(Vo pico+ Vod)(1+Regulación)(1.1) (5), donde: 
Vod es el voltaje dropout del integrado, 
‘Regulación’ está relacionado al transformador de la fuente de poder, 
El factor 1.1 está relacionado con las variaciones de la energía pública 
Sabiendo que Vod en el LM3886 vale 4 V y asumiendo, por indicación de la 
hoja técnica, una regulación de 0.15, obtenemos un Vmax alimentación de ±34.56 
V.  
 Volumen y buffer de entrada 
El control de la amplitud de la señal de entrada proveniente del filtro pasabajos 
Linkwitz Riley se realiza mediante un potenciómetro de 10 kΩ en serie con 
una resistencia auxiliar de 100 Ω, seguidos de un buffer para acoplamiento 
entre etapas (figura 47). Esta etapa reemplaza el RIN propuesto en la hoja 
técnica del integrado de poder. 
47 
 
 
 
Figura 47. Etapa de control de volumen y buffer de entrada. Fuente: Elaboración propia en 
SPICE. 
 Ganancia del amplificador 
Debido a que la etapa de filtro pasabajos LR posee ganancia unitaria, la 
entrada a la etapa de amplificación seguirá siendo de 1 VRMS. Entonces: 
Vin = 1 V 
Po = 68 W 
RL = 4 Ω 
Además, necesitamos que se cumpla la premisa de la ecuación 6. 
 Vo (6), o escrito de otra 
AV ≥  Vin forma: 
 √P ×R (7), en donde AV es la o L
AV ≥  Vin ganancia del 
amplificador 
Entonces obtenemos la relación de la ecuación 8. 
AV ≥ 16.49     (8) 
Se elige una AV igual a 17. Teniendo en cuenta que para la alimentación se 
utilizará una configuración no inversora tenemos la relación de la ecuación 9 
para calcular las resistencias de realimentación. 
48 
 
 
 Rf1AV =1+  (9) Ri
La hoja técnica del LM3886, con el fin de asegurar la estabilidad del circuito, 
aconseja elegir un valor de Rf1 entre 10 kΩ y 100 kΩ, además de una ganancia 
mayor a 10. En base a esto se elige 33 kΩ como el valor de Rf1. El valor de 
Ri escogido es 2 kΩ. Este es el valor comercial más cercano para seguir 
cumpliendo las condiciones previamente descritas. La nueva ganancia 
entonces sería 17.5 (AV = 17.5).  
 
Figura 48. Componentes del segmento de realimentación del amplificador. Las funciones de 
Cf, Rf2 y Ri serán explicadas más adelante en este capítulo Fuente: Elaboración propia en 
SPICE. 
 Filtros de entrada 
Tanto el filtro pasabajos Linkwitz Riley como el amplificador de poder han sido 
diseñados como unidades independientes. Debido a esto, el ancho de banda 
del amplificador está configurado de tal manera que se pueda utilizar para 
cualquier unidad de reproducción del sistema home theater. Si bien el ancho 
de banda teórico es de 20 Hz a 20 kHz, se usarán frecuencias de corte por lo 
menos 5 veces alejadas de estos valores con el fin de mantener la fase lo 
más lineal posible y, por lo tanto, evitar el retardo de grupo. 
A continuación se explicarán los cálculos para el filtro pasa altos y el filtro 
pasabajos que conforman el filtro de entrada del amplificador (figura 49). 
49 
 
 
Ambos son de tipo pasivo de primer orden. Esta etapa se adicionó al diseño 
propuesto en la nota de aplicación del LM3886. Además, se presentará el 
diseño de un filtro subsónico que puede reemplazar al filtro pasa altos pasivo 
en caso se desee una mayor pendiente. 
 
Figura 49. Filtros de entrada del amplificador. Fuente: Elaboración propia en SPICE. 
 Filtro pasabajos 
Texas Instruments recomienda ubicar las frecuencias de corte por lo 
menos 5 veces más alejadas de los límites del ancho de banda deseado. 
En nuestro caso el límite en las altas frecuencias es 20 kHz, por lo que 
nuestra frecuencia de corte será 100 kHz (fCH = 100 kHz).  
La configuración de los componentes que forman el filtro pasabajos se 
puede apreciar en la figura 49. Debido a que el filtro está conectado a la 
entrada no inversora del LM3886, asumimos que la impedancia es lo 
suficientemente grande para no afectar la impedancia que ve Rpb. Elegimos 
para esta resistencia (Rpb) un valor de 10 kΩ. La frecuencia de corte se 
halla mediante la ecuación 10. 
1
 fCH=  (10) 2π×Rpb×Cpb
El valor comercial de Cpb que permite que la frecuencia de corte sea la 
mayor cercana a 100 kHz es 150 pF, teniendo como resultado una 
frecuencia de corte fCH igual a 106.1 kHz. 
 Filtro pasa altos 
Bajo el mismo criterio usado en el filtro pasabajos se eligió una frecuencia 
de corte 5 veces menor a la frecuencia límite, es decir, una fCL menor o 
50 
 
 
igual a 4 Hz. Dada la manera en la que se encuentran conectados los 
componentes de ambos filtros (figura 49), podemos elegir valores para 
Cin y Rin de tal manera que no se vean afectador por la impedancia del 
filtro pasabajos. La impedancia de Rpb es de 10 kΩ y la impedancia de 
Cpb en nuestro ancho de banda varía de 53. 05 MΩ a 53.05 kΩ, y Rin está 
en paralelo con la suma de ambos. Se escogió para este último un valor 
de 1 kΩ de tal manera que la impedancia resultante del paralelo antes 
mencionado siga siendo 1 kΩ. La frecuencia de corte se halla de la misma 
manera que para el filtro pasabajos (ecuación 10). Se escogió para Cin un 
valor de 100 µF, de tal manera que fCL valga 1.59 Hz, cumpliendo la 
condición que sea menor o igual a 4 Hz. Después de varias mediciones 
éste valor -1.59 Hz- fue el que permitió que la pendiente del filtro no 
empezará a decaer, visto de derecha a izquierda, desde antes de 20 Hz, 
conservando así la linealidad en nuestro ancho de banda. 
 Filtro subsónico 
El desplazamiento del diafragma del altavoz varía de acuerdo a la 
frecuencia de la señal que está reproduciendo. A menor frecuencia tendrá 
un mayor desplazamiento [26]. Algunos usuarios con el fin de evitar una 
sobre exigencia física al altavoz prefieren utilizar un filtro con una 
pendiente muy pronunciada de tal manera que le permita a este 
reproducir solo las frecuencias de su ancho de banda en el lado de las 
bajas frecuencias [36]. Este filtro es conocido como filtro subsónico. 
El amplificador propuesto en esta tesis cuenta con la posibilidad de 
seleccionar entre el filtro pasa altos pasivo y un filtro subsónico. El diseño 
de este último (figura 50) es implementado a partir del presentado por 
Elliot [36], el cual consiste de dos bloques en cascada, cada uno formado 
por un filtro pasivo de primer orden seguido de un filtro activo de segundo 
orden, consiguiéndose en total un filtro de sexto orden, es decir, un filtro 
con una pendiente de 36 dB/octava. 
51 
 
 
 
Figura 50. Diseño del filtro subsónico. Fuente: Elaboración propia en SPICE. 
Para poder seleccionar entre ambos filtros se hizo uso de un conmutador 
bipolar [37]. 
 Componentes de la etapa de realimentación 
Como se puede ver en figura 48, además de las resistencias de la 
configuración no inversora (Rf1 y Ri) se encuentran otros componentes, Cf, Rf2 
y Ci, todos ellos recomendados por Texas Instruments [31]. Cf y Rf2 generan, 
en conjunto con Ri y Rf1, un polo en las altas frecuencias para garantizar 
estabilidad (para más detalle ver “Componente 10” en figura 45). Los valores 
provistos por la hoja técnica del LM3886 son los utilizados en el presente 
diseño. 
Rf2 = 20 kΩ 
Cf = 50 pF 
Por otro lado, Ci también cumple la función de garantizar estabilidad 
generando un polo en las bajas frecuencias. Usando un valor para Ci de 10 
µF se consigue junto con Ri una frecuencia de corte en 7.96 Hz. Se verificó 
de manera experimental que éste polo no afecta de manera significativa la 
frecuencia de corte (1.59 Hz) del filtro pasa altos. 
 Circuito de encendido con supresión de pico 
El circuito de encendido con supresión de pico permite que tanto el encendido 
como el apagado del amplificador se realicen sin cambios bruscos que 
puedan generar sonidos momentáneos indeseados. El integrado LM3886 sólo 
se activa cuando por el pin 8 (MUTE) pasa una corriente mayor o igual a 0.5 
mA. Para esto se debe colocar una resistencia (RM) entre el pin 8 y la 
52 
 
 
alimentación negativa del circuito como se puede apreciar en la figura 51. 
Para hallar RM usamos la ecuación 11, la cual es la fórmula provista por la 
hoja técnica del integrado. 
 (|VEE-2.6V|) (11), donde I8≥0.5 mA                       
RM ≤  I8
En nuestro diseño VEE posee un valor de -34.56 V. Utilizando un valor de 20 
kΩ para RM podemos cumplir con los requisitos necesarios. 
Por otro lado, colocando un condensador en paralelo (CM) con RM se 
consigue un descenso exponencial de la señal de salida del integrado (ζ = 
0.94 s) y, por lo tanto se evita que el sonido desaparezca abruptamente. 
 
Figura 51. Circuito de encendido con supresión de pico del LM3886 (a la derecha). Fuente: 
Elaboración propia en SPICE. 
 Condensadores adicionales 
Con el fin de eliminar posibles oscilaciones producto de la alimentación, Texas 
Instruments recomienda usar una serie de condensadores tal como se puede 
apreciar en la figura 52. Un condensador de 10 µF, electrolítico o tantalio, para 
absorber variaciones en baja frecuencia, un condensador de 0.1 µF, 
cerámico, para prevenir realimentación de altas frecuencias por las líneas de 
realimentación, y un condensador de 470 µF, electrolítico, para evitar baja 
distorsión en las altas frecuencias producto de la corriente proveniente de la 
alimentación que pueda ser realimentada en el circuito interno del LM3886. 
Por otro lado, el condensador CC (figura 53) ha sido implementado con el valor 
que aconseja la hoja técnica del LM3886 (220 pF) y tiene dos funciones: 
reducir la ganancia en altas frecuencias para evitar oscilaciones por 
53 
 
 
saturación del transistor de salida del integrado y, además, eliminar ruido 
electromagnético externo (por ejemplo: proveniente de lámparas 
fluorescentes). 
 
Figura 52. Condensadores de filtro de alimentación. Fuente: 
Elaboración propia en SPICE. 
 
Figura 53. Condensador de filtro de ruido electromagnético. Fuente: 
Elaboración propia en SPICE. 
 Red Zobel 
La función de la red Zobel es permitir tener una impedancia constante de tal 
manera que se pueda manejar cargas inductivas. Esta rama (figura 54) 
genera un polo en las altas frecuencias (fC = 589.46 kHz) para evitar 
oscilaciones. 
54 
 
 
 
Figura 54. Red Zobel del LM3886. Fuente: Elaboración propia en SPICE. 
 Disipador 
Para hallar el disipador adecuado del LM3886, primero se obtuvo la potencia 
máxima de disipación (PD) usando la ecuación 12 provista por Texas 
Instruments. 
 22×Vcc
PDmax =  (12) 
2×π2×RL
Sabiendo que Vcc es nuestra alimentación de 30 V, y RL es nuestra carga de 
4 Ω, podemos obtener 22.8 W como el valor de PDmax. Con este valor 
podemos hallar la resistencia térmica 𝜃𝑆𝐴, con la cual podremos determinar el 
disipador que corresponde a nuestro diseño a partir de la ecuación 13. 
 [(TJmax- Tamb)- PDmax(θJC+ θCS)]
θSA=  (13) PDmax
Por datos de la hoja técnica del LM3886 sabemos qué: 
TJmax=150°∁  
θJC=1 °∁/W  
Además, se asumió que: 
Tamb=25 °∁  
θCS = 0.5 °∁/W   
A partir de estos datos se obtuvo una resistencia térmica θSA de valor 3.98 
°∁/𝑊. Debido a que en el mercado local es difícil conseguir disipadores 
térmicos a partir del valor de la resistencia térmica, el procedimiento que se 
55 
 
 
siguió fue buscar en línea un disipador con un valor igual o cercano superior 
a nuestra  θSA, de tal manera que a partir de estas medidas se consiga uno 
de dimensiones similares. El modelo usado como referencia es el ATS-
52450B-C2-R0 (figura 36) de Advanced Thermal Solutions, de aluminio y tipo 
disipador con extrusiones. Posee exactamente el valor resistivo térmico 
calculado. Sus medidas son 45 mm x 45 mm x 7.5 mm. El disipador real 
conseguido tiene como medidas 180 mm x 117 mm x 35 mm. Está 
sobredimensionado sin esto significar que su desempeño se ve 
comprometido. 
 
Figura 55. Disipador térmico [38]. 
 Fuente de poder 
Para implementar la fuente de poder se usó como base el diseño de Linkwitz, 
el cual la utiliza para alimentar al LM3886 que forma parte de un sistema de 
3 vías que ha implementado [45]. Ésta es una fuente de tipo lineal (ver figura 
56). Se usó un transformador de toma central de relación 9:1 para obtener 
24.44 VRMS de tal manera que después de la etapa de rectificación se obtenga 
los 34.56 V que se requiere para alimentar el resto de circuitos. 
56 
 
 
 
Figura 56.  Circuito esquemático de la fuente de poder. Fuente: 
Elaboración propia en SPICE. 
3.9. Implementación 
Para implementar el amplificador se construyeron 5 tarjetas las cuales tuvieron 
las dimensiones señaladas en la tabla 8. 
Tarjeta Dimensiones Letra en la figura  
AMPLM3886 93.96 x 86.36 mm A 
Regulador 55.55 x 64.76 mm E 
Filtro subsónico 74.91 x 39.04 mm D 
Tierras 38.08 x 53.01 mm B 
Fuente de poder 180.32 x 77.14 mm C 
Tabla 8. Dimensiones de las tarjetas del amplificador. 
Estas 5 tarjetas fueron ubicadas y empernadas a una base de acrílico de 
dimensiones 265 cm (largo) x  210 cm (ancho). En la figura 57 podemos observar 
las tarjetas sobre la base acrílica. Las conexiones internas fueron realizadas con 
cable coaxial para la señal de audio. En la tarjeta del LM3886 fueron diseñadas 
dos tierras, una para las señales de alimentación (±34.56 V y ±15 V) y otra para 
la señal de audio. Ambas tierras son unidas en otra tarjeta, en donde también se 
unen las tierras de las otras tarjetas. Esto se realizó con el fin de evitar lazos de 
tierra. 
57 
 
 
 
Figura 57. PCBs del subwoofer en base de acrílico. 
  
58 
 
 
4. Resultados 
4.1. Medición de respuesta en frecuencia 
 Instrumentos 
-Analizador Tipo 3160-A-042 de Brüel & Kjaer 
-Software PULSE de Brüel & Kjaer 
-Cables coaxiales con conectores BNC 
-2 resistencias de 8 ohms 
 Setup 
 
Figura 58. Setup de la medición del filtro pasabajos y el amplificador. 
 Desarrollo 
En la figura 58 podemos observar un esquema de la configuración de 
instrumentos para las mediciones llevadas a cabo. Se utilizó una laptop con el 
software PULSE mediante la cual se envió como señal de entrada un barrido de 
frecuencia a través del analizador Tipo 3160-A-042 (figura 59). Así mismo, a 
través de este analizador se dirigió la señal de salida de regreso al software para 
su posterior análisis y visualización gráfica. La única diferencia entre las 
mediciones del filtro pasabajos y el amplificador fue la carga. En el caso del filtro 
se utilizó como carga una resistencia de 10 kΩ de ½ W, tratando de emular las 
condiciones en las que trabajará el filtro, teniendo como carga al amplificador 
cuya impedancia de entrada es de gran valor. Al contrario de esto, la carga que 
ve el amplificador es el altavoz de 4Ω, por lo que para emular esta condición se 
usaron dos resistencias de 8Ω en paralelo. Cabe mencionar que todas las 
conexiones entre elementos fueron realizas con cable coaxial. 
59 
 
 
 
Figura 59. Analizador “Tipo 3160-A-042” de Brüel & Kjaer 
 Mediciones 
 Respuesta en frecuencia de la etapa de filtro 
pasabajos 
 
Figura 60. Respuesta en frecuencia del filtro pasabajos con frecuencia de corte de 70 Hz. 
60 
 
 
 
Figura 61. Respuesta en frecuencia del filtro pasabajos con frecuencia de corte de 80 Hz. 
 
 
Figura 62. Respuesta en frecuencia del filtro pasabajos con frecuencia de corte de 100 Hz. 
 
61 
 
 
 
Figura 63. Respuesta en frecuencia del filtro pasabajos con frecuencia de corte de 120 Hz. 
 
Desde la figura 60 a la 63 podemos observar la respuesta en frecuencia del filtro 
pasabajos en sus 4 frecuencias de corte, tanto en magnitud como en fase. Se 
consiguió tener la frecuencia de corte requerida para cada caso con un error máximo 
de 2.08 % (para el caso de fc = 120 Hz). Esto se debe al valor de las resistencias de 
precisión adquiridas, que si bien tenían una tolerancia mucho menor que las 
resistencias comunes, aun poseían un mínimo de error que generó lo anteriormente 
mencionado. Realizando las mediciones se pudo observar que los componentes que 
mayor error generaban eran los condensadores, es por eso que se optó por usar los 
de polipropileno, cuya tolerancia es mínima. Se puede afirmar que el diseño del filtro 
pasabajos fue optimizado para los componentes disponibles en el mercado local. 
 Respuesta en frecuencia del amplificador 
 Como primer paso, se realizó una medición del amplificador hasta 50 kHz. Se puede 
apreciar en la figura 64 que la magnitud del amplificador diseñado es lineal en 
frecuencia en todo el ancho de banda audible. Además, la fase varía ligeramente en 
los límites del ancho de banda de una manera esperada. Es en esta gráfica que 
podemos comprobar la importancia de no diseñar un ancho de banda de 
exactamente 20 Hz a 20 kHz, debido a que la fase se vería comprometida. 
62 
 
 
 
Figura 64. Respuesta en frecuencia del amplificador medida hasta 50 kHZ. 
Como bien se sabe, medir hasta 50 kHZ en el dominio de la frecuencia tiene como 
consecuencia que se pierda resolución de la FFT en las bajas frecuencias. Es por 
eso que se hace necesario una medición en bajas frecuencias para un análisis 
correcto y total. En la figura 65 se puede apreciar que la frecuencia de corte del 
amplificador se encuentra en aproximadamente 7.5 Hz y que, efectivamente, hasta 
20 Hz la señal no decae. 
 
Figura 65. Respuesta en frecuencia del amplificador medida hasta 1 kHZ. 
63 
 
 
 
 Respuesta en frecuencia del filtro subsónico 
[dB /5.70 V/V] Frequency Response H1(salida,Entrada) - Input (M agnitude)
Working : Input : Input : FFT  A nalyzer
-10
-15
-20
-25
-30
-35
-40
-45
-50
-55
-60
5 10 20 50 100 200 500 1k
[Hz]
[Degree] Frequency Response H1(salida,Entrada) - Input1 (P hase)
Working : Input : Input : FFT  A nalyzer
400
300
200
100
0
-100
-200
-300
-400
5 10 20 50 100 200 500 1k
[Hz]  
Figura 60. Respuesta en frecuencia del filtro subsónico. 
Se realizó una medición por separado al filtro subsónico que integra la etapa del 
amplificador. En la figura 60 se comprueba que la frecuencia de corte está a 18 Hz, 
además de su característica pendiente empinada. Podemos observar que en la 
octava de 5 Hz a 10 Hz la repuesta en frecuencia decayó aproximadamente 24 dB. 
64 
 
 
 Respuesta en frecuencia del amplificador con el filtro 
subsónico 
Figura 61. Respuesta en frecuencia del filtro subsónico con el amplificador. 
Finalmente podemos apreciar la respuesta en frecuencia del filtro subsónico más el 
amplificador. En magnitud podemos ver que la pendiente en las bajas frecuencias se 
vuelve más empinada a comparación del amplificador con el filtro pasivo. No se 
posee la pendiente de 24 dB/octava del filtro subsónico debido a que ésta pendiente 
se está sumando con la pendiente del filtro pasabajos formado por Ri y Ci con 
frecuencia de corte en 7.96 Hz (ver sección 3.7.6 Componentes de la etapa de 
realimentación). También podemos observar la frecuencia de corte en 18 Hz. 
Además, podemos observar que la fase es menos lineal que sin el filtro subsónico. 
Esto es un precio a pagar por poseer la pendiente empinada deseada. 
4.2.  Medición de la Relación Señal a Ruido 
 Instrumentos 
-Analizador Tipo 3160-A-042 de Brüel & Kjaer 
-Software PULSE de Brüel & Kjaer 
-Cables coaxiales con conectores BNC 
-2 resistencias de 8 ohms 
 
 
65 
 
 
 Setup 
 
Figura 62. Primer setup para la medición de SNR. 
 
Figura 63. Segundo setup para la medición de SNR. 
 Desarrollo 
Para la medición de SNR del circuito del subwoofer se hizo uso del software PULSE 
de Brüel & Kjaer y del analizador Tipo 3160-A-042. La medición se realizó con una 
carga de dos resistencias en paralelo de 8Ω para obtener el valor de la impedancia 
del driver. Se configuró la ganancia del circuito como la máxima posible, es decir 
24.86 dB. Como primer paso, se envió una señal sinusoidal de 1 VRMS (figura 62). 
Con esta configuración se mide el nivel de la señal de salida. Se realizó la medición 
con el analizador, se guardaron los datos y a continuación se procedió a cortocircuitar 
la entrada (figura 63). Ésta configuración nos permite obtener el nivel de ruido o 
“noise floor” (toda aquella señal a excepción de la señal de entrada). Realizada ésta 
configuración se volvió a medir y guardar los resultados. 
 Mediciones 
Los resultados nos muestran un SNR de 90 dB aproximadamente en el ancho de 
banda de trabajo del subwoofer (ver figura 64). Éste valor está acorde a los 
estándares de un altavoz activo de calidad. Algunos diseñadores de amplificadores 
suelen entregar el valor del SNR con ponderación A. Para ese caso el SNR del 
sistema aumentaría  (ver figura 65). 
66 
 
 
[dB/80.0m V] Autospectrum(Sale) - Input
Working : Input : Input : FFT Analyzer
0
-20
-40
-60
-80
-100
20 50 100 200 500 1k
[Hz]  
Figura 64. Comparación entre el nivel de la señal y el “noise floor” 
[dB/80.0m V] Autospectrum(Sale) - File
Working : Input : Input : FFT Analyzer
0
-20
-40
-60
-80
-100
-120
-140
-160
-180
-200
20 50 100 200 500 1k
[Hz]  
Figura 65. Comparación entre el nivel de la señal y el “noise floor” con ponderación A. 
4.3. Medición de THD 
 Instrumentos 
-Analizador de Audio Tipo 2012 de Brüel & Kjaer 
-Cables coaxiales con conectores BNC 
-2 resistencias de 8 ohms 
 
67 
 
 
 Setup 
 
Figura 66. Setuo para la medición de THD del circuito del subwoofer. 
 Desarrollo 
En la sección 2.4.3.2 se explica en qué consiste la medición de THD. En nuestro 
setup, el analizador Tipo 2012 es el encargado de enviar 1 VRMS como señal de 
entrada al circuito a medir. Como carga se usaron dos resistencias en paralelo de 8Ω 
para obtener el valor de la impedancia del driver. 
 Mediciones 
Podemos notar que el valor de THD en el ancho de banda de trabajo es en promedio 
100 dB (figura 67). Éste valor se corresponde a los estándares para altavoces activos 
de calidad. 
 
Figura 67. Gráfica del THD del circuito del subwoofer en su ancho de banda de trabajo. 
68 
 
 
4.4. Análisis modal 
 Instrumentos 
- Martillo de impacto 
- Acelerómetro  
- -Analizador Tipo 3160-B-042 de Brüel & Kjaer 
- -Software PULSE de Brüel & Kjaer 
 Setup 
 
Figura 68. Setup para el análisis modal del subwoofer.  
 
Figura 69. Imagen del setup para el análisis modal del subwoofer. 
 Desarrollo 
La radiación producida por las paredes del gabinete acústico contamina el 
sonido radiado directamente por el altavoz. Ésta radiación es producto de 
las resonancias que ocurren en la estructura de la caja. Para minimizar éste 
69 
 
 
fenómeno y optimizar el sistema se deben agregar elementos rigidizantes a 
las paredes del gabinete para minimizar su vibración. La técnica del análisis 
modal experimental consiste en determinar los modos de resonancia de la 
estructura del gabinete acústico mediante las múltiples mediciones de las 
funciones de transferencia de ésta. La información obtenida nos permitirá un 
mejor tratamiento de rigidización. Las mediciones se realizaron tomando 
como guía a Døssing [47]. 
 Mediciones 
Se realizó el análisis modal de la estructura tanto antes como después de la 
rigidización. Los gráficos en 3D móviles como el de la figura 70, los cuales 
en base a su movimiento nos indican la forma de flexión de la caja, nos 
permitió definir las ubicaciones de los elementos rigidizantes. En la figura 71 
podemos observar picos, los cuales representan las frecuencias de 
resonancia. Antes de la rigidización existían picos en 20 Hz, 35 Hz, 87.5 Hz, 
102.5 Hz y 145 Hz. Después de la rigidización podemos observar que los 
picos en 20 Hz y 35 Hz disminuyeron considerablemente, los picos en 87.5 
Hz y 102.5 Hz fueron eliminados y que el pico en 145 Hz se movió a 164 Hz, 
es decir, aún mucho más lejos del ancho de banda de trabajo del subwoofer, 
logrando así la optimización deseada de la estructura. 
 
 
Figura 70. 
Comparación 
de la 
deformación 
de la 
estructura 
antes y 
después de 
la 
rigidización. 
70 
 
 
 
Figura 71. Comparación de frecuencias de resonancia antes y después de la rigidización. 
4.5. Medición del Nivel de Presión Sonora del Sistema 
 Instrumentos 
- Analizador de Audio Tipo 2012 de Brüel & Kjaer 
-Micrófono 
 Setup 
 
Figura 72. Medición de campo cercano del altavoz. 
71 
 
 
 
Figura 73. Medición de campo cercano del ducto. 
 
Figura 74. Imagen de la medición de campo cercano del altavoz. 
 Desarrollo 
Para desarrollar de ésta medición se usó las configuraciones indicadas en 
las figuras 72 y 73. La primera medición se realizó para el altavoz (figura 74) 
y la segunda, para el ducto. Estas mediciones se sustentan en el método de 
Keele [46] el cual nos permite realizar mediciones en campo cercano en 
ambientes no anecoicos. Además, Keele demuestra que esta técnica 
funciona óptimamente para mediciones de altavoces en cajas acústicas de 
configuración reflectora de bajos. En este caso la medición se realizó con un 
micrófono ubicado muy cerca del radiador acústico. Las magnitudes que son 
medidas tanto para el altavoz como para el conducto son distintas, por lo 
cual, para lograr proporcionalidad entre ambas potencias, se dividió la 
magnitud de la respuesta del ducto entre el cociente del diámetro del altavoz 
y el mismo ducto. Luego de esto, ambas respuestas se sumaron para 
obtener la respuesta total del bass réflex (figura 75).  
72 
 
 
 Mediciones 
En la figura 75 podemos observar la respuesta acústica del sistema 
implementado en la presente tesis. Se logró elevar el nivel de las más bajas 
frecuencias. Aproximadamente se obtiene un ancho de banda de 30 Hz a 
100 Hz. 
 Por otro lado, se puede realizar una comparación entre la respuesta del 
sistema medida (figura 75) y la respuesta del sistema medida (76). Es 
preciso aclarar que el software utilizado para la simulación no contempla la 
adición de filtros activos a la respuesta total del sistema, el cual es nuestro 
caso. Sin embargo, dentro del ancho de banda de trabajo del subwoofer 
podemos notar la similitud entre ambas curvas. 
 
Figura 75. Nivel de presión sonora del sistema. 
73 
 
 
 
Figura 76. Simulación del subwoofer con las dimensiones finales después de la 
implementación.  
74 
 
 
5. Conclusiones 
 La elección del altavoz para el diseño de una unidad de 
reproducción depende en gran medida de su frecuencia de 
resonancia pues esta define el ancho de banda de la respuesta 
en frecuencia. 
 En el diseño de una unidad de reproducción de alta fidelidad, el 
análisis del modelo electroacústico del altavoz y el gabinete 
acústico es fundamental, tal como es el caso del reflector de bajos 
que, debido a su propiedad de mejorar la respuesta del sistema 
en las bajas frecuencias, es idóneo para un subwoofer. 
 El ancho de banda del amplificador debe ser lo suficientemente 
mayor al ancho de banda audible, 20 Hz a 20 kHz, de manera que 
garantice magnitud y fase constante, tal y como se puede apreciar 
en el desarrollo de la presente investigación. 
 Si bien los componentes y materiales para implementar una 
unidad de reproducción de alta fidelidad pueden ser conseguidos 
en su mayoría en el mercado local, los instrumentos y ambientes 
para garantizar un proceso de la calidad necesaria son escasos 
en el país y poseen un precio considerable. 
  
75 
 
 
6. Recomendaciones 
 Diseño digital: El diseño del filtro pasabajos propuesto en esta 
tesis puede ser replicado de manera digital. Una comparación de 
desempeño entre un futuro diseño digital y el diseño analógico 
presente podría dar pie a una siguiente investigación. Así mismo, 
el utilizar un amplificador tipo D en vez de uno tipo AB se presta a 
una futura investigación. 
 Componentes: El uso de componentes de mayor calidad, 
algunos de los cuales no se encuentran disponibles en el mercado 
local, podría significar una mejora en las características generales 
del subwoofer implementado en ésta tesis. 
 Configuraciones de gabinete acústicos: El estudio comparativo 
propuesto en esta tesis fue en base a un software de simulación. 
Debido a que la elección del altavoz y el diseño de la parte 
electrónica están concluidos, se recomienda implementar otras 
configuraciones de gabinetes acústicos para este diseño 
electrónico en particular, y de este modo comparar las ventajas y 
desventajas de cada uno respecto al reflector de bajos de la 
presente tesis. 
 Sistema home theater: El filtro pasabajos implementado fue 
diseñado a partir de la rama pasabajos de un LR4 y con frecuencia 
de corte variable. Si se quisiera continuar con el diseño de las 
demás unidades de reproducción del sistema home theater, se 
podría tomar como referencia este diseño y, en especial, las 
frecuencias de corte escogidas en la presente tesis, para el diseño 
de la parte restante de la red de cruce (rama pasa altos). 
  
76 
 
 
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