TESIS PUCP Esta obra ha sido publicada bajo la licencia Creative Commons Reconocimiento-No comercial-Compartir bajo la misma licencia 2.5 Perú. Para ver una copia de dicha licencia, visite http://creativecommons.org/licenses/by-nc-sa/2.5/pe/ PONTIFICIA UNIVERSIDAD CATÓLICA DEL PERÚ Facultad de Ciencias e Ingeniería “Desarrollo de un sistema de adquisición de datos de temperatura para evaluación funcional de incubadoras” Tesis para optar el Título de Ingeniero Electrónico Presentado por: José Miguel Obregón Nuñez Lima - Perú 2007 RESUMEN El sistema de adquisición de datos de temperatura implementado provee la información de la temperatura en puntos específicos en el habitáculo de una incubadora neonatal. Estos datos son necesarios para realizar el ensayo especificado en la Norma IEC 601-2-19.50.102 el cual determina la precisión de los datos de funcionamiento de la incubadora en lo que respecta a temperatura. El presente trabajo comienza con la revisión de los conceptos sobre medición de temperatura, tipos de sensores, los métodos para procesamiento de señales analógicas y las normas que determinan las características del equipo (rango de medición, precisión y número de puntos de medición). Se toma como referencia los ensayos realizados en el prototipo documentado en el proyecto “Sistema de Supervisión Gráfica en 3D de Temperaturas en Tiempo Real de un Ambiente Cerrado” y las observaciones encontradas durante su desarrollo para plantear el esquema general del sistema de adquisición de datos de temperatura. Éste se divide en dos partes: La unidad de sensado, en donde se realiza la adquisición y acondicionamiento de la señal del sensor y el módulo central de adquisición de datos, el cual tendría como finalidad servir de interfaz para establecer una comunicación entre las unidades de sensado y la computadora personal. Tiene también como función adicional, la alimentación de las unidades de sensado. Determinado el esquema se inicia el diseño y la implementación del hardware. Para esto se procede a la selección del sensor y componentes electrónicos a utilizar. Se diseña e implementa el circuito de acondicionamiento y adquisición de señal para la unidad de sensado. Luego, se diseña e implementa también el módulo central de adquisición de datos para la recepción de datos de las unidades de sensado y la fuente de alimentación responsable de la alimentación de todo el hardware. El hardware implementado es sometido a evaluación para determinar si cumple las características mencionadas en los objetivos específicos. Para dicho fin se utiliza un recipiente con agua para simular el entorno de un ambiente a temperatura constante. Para cubrir el rango de medición se aumenta la temperatura del entorno del ambiente simulado. Los datos obtenidos son contrastados con dos termómetros de precisión para verificar si las características especificadas en los objetivos son cumplidos. Se verifica también la funcionalidad del módulo central mediante programas de prueba para la multiplexación y demultiplexación de los datos. De la evaluación realizada se concluye con los siguientes resultados: El sistema obtiene una precisión en la medición de temperatura menor a ±0.5°C. Dicha precisión es válida en el rango de 30 a 40°C. El módulo central de adquisición presenta problemas en la transmisión de datos en los últimos cuatro canales de los doce planteados en el esquema general. Aunque el protocolo RS-232 utilizado para la transmisión de datos desde las unidades de sensado hacia el módulo central de adquisición no es la causa directa del problema, el uso del mismo implica utilizar un mayor número de integrados para desarrollar la etapa de multiplexación y demultiplexación. Esto incrementa la posibilidad de error en la transmisión de información en el módulo central de adquisición de datos de temperatura. Bajo este contexto, se recomienda utilizar el protocolo SPI como alternativa de comunicación (el cual fue probado en un circuito de adquisición de datos adicional para un solo canal). ÍNDICE 1. INTRODUCCIÓN...........................................................................................1 1.1. Antecedentes del problema ............................................................................ 1 1.2. Planteamiento del problema ........................................................................... 1 1.3. Justificación .................................................................................................... 2 1.4. Estado del arte................................................................................................ 2 1.5. Objetivo General ............................................................................................. 3 1.6. Objetivos Específicos...................................................................................... 3 2. ADQUISICIÓN DE DATOS DE TEMPERATURA PARA INCUBADORAS .........5 2.1. Conceptos básicos sobre temperatura ........................................................... 5 2.1.1. Formas de transferencia de calor ........................................................... 5 2.1.2. Métodos de medición de temperatura..................................................... 7 2.1.3. Definición de transductor y sensor.......................................................... 7 2.1.4. Tipos de sensores de temperatura ......................................................... 8 2.2. Sistemas establecidos para procesamiento y adquisición de señales ......... 13 2.3. Conceptos básicos de equipos de instrumentación...................................... 14 2.3.1. Características de los equipos de instrumentación............................... 14 2.3.2. Normas establecidas sobre la precisión de los datos de funcionamiento en una incubadora neonatal .................................................................. 15 2.4. Desarrollo del prototipo................................................................................. 16 3. DISEÑO E IMPLEMENTACIÓN DEL SISTEMA DE ADQUISICIÓN DE DATOS DE TEMPERATURA ...................................................................................20 3.1. Requerimientos............................................................................................. 20 3.1.1. Requerimientos en la incubadora ......................................................... 20 3.1.2. Requerimientos del hardware ............................................................... 20 3.1.3. Especificaciones ................................................................................... 21 3.2. Observaciones realizadas al prototipo previo ............................................... 21 3.3. Planteamiento del esquema general del sistema de adquisición de datos de temperatura................................................................................................... 22 3.4. Diseño e implementación de la unidad de sensado ..................................... 25 3.4.1. Etapa del sensor de temperatura.......................................................... 26 3.4.1.1. Sensor de temperatura ..................................................................... 26 3.4.1.2. Etapa de acondicionamiento de la señal del sensor ......................... 34 3.4.2. Etapa del amplificador........................................................................... 37 3.4.3. Etapa del filtro ....................................................................................... 43 3.4.4. Etapa del conversor analógico digital ................................................... 45 3.4.5. Etapa de alimentación........................................................................... 54 3.4.6. Implementación de la unidad de sensado............................................. 61 3.5. Diseño e implementación del módulo central de adquisición de datos......... 63 3.5.1. Etapa de multiplexación y demultiplexación de los datos ..................... 64 3.5.2. Etapa de control .................................................................................... 66 3.5.3. Etapa de alimentación........................................................................... 69 3.5.4. Implementación del módulo central de adquisición de datos................ 73 3.6. Integración de la unidad de sensado con el módulo central de adquisición de datos ............................................................................................................. 76 3.7. Diseño e implementación del módulo de visualización................................. 77 4. EVALUACIÓN Y RESULTADOS..................................................................79 4.1. Evaluación del sistema de adquisición de datos de temperatura ................. 79 4.1.1. Procedimiento para la obtención de la curva de calibración................. 79 4.1.2. Procedimiento para la evaluación de la incertidumbre en la medición . 83 4.1.3. Evaluación de la unidad de sensado .................................................... 84 4.1.4. Evaluación del módulo central de adquisición de datos ....................... 85 4.2. Resultados .................................................................................................... 85 4.2.1. Rango y precisión ................................................................................. 85 4.2.2. Sistema para ensayo de precisión en la incubadora ............................ 88 5. CONCLUSIONES........................................................................................90 6. RECOMENDACIONES ................................................................................91 7. BIBLIOGRAFÍA ..........................................................................................92 1. INTRODUCCIÓN 1.1. Antecedentes del problema En los hospitales, el uso de incubadoras es indispensable para el cuidado de recién nacidos en alto riesgo o prematuros. Los problemas en los bebés prematuros están relacionados con la inmadurez de sus sistemas orgánicos, por lo cual necesitan cuidados especiales en la sala de neonatos hasta cuando sus sistemas orgánicos se hayan desarrollado lo suficiente como para mantenerlos con vida sin necesidad de brindarles apoyo especializado. Estos cuidados pueden durar semanas o meses dependiendo que tan prematuro sea el bebé. Uno de los parámetros físicos más importantes medidos por la incubadora es la temperatura. Una incubadora con un medio de temperaturas no uniforme tiene una implicancia adversa para la salud del bebe prematuro ya que esto puede ocasionar un problema de producción endógena1 de calor [1]. Además, este problema puede también producir complicaciones como apnea, periodo en el cual el bebé deja de respirar. Estas situaciones plantean la duda sobre el servicio que puedan estar recibiendo los recién nacidos. Desde hace años nuestra universidad está trabajando en el desarrollo de equipos médicos y sistemas, entre ellos lo más avanzado es el desarrollo de equipos médicos para la atención de recién nacidos, como incubadoras, y recientemente se está trabajando en el desarrollo de la Burbuja Artificial Neonatal (equipo para atención de recién nacidos). Estos equipos necesitan ser calibrados espacial y temporalmente, para que puedan brindar un mejor servicio al recién nacido. 1.2. Planteamiento del problema La problemática se presenta en el hecho de que es muy difícil reconocer con precisión, exactitud y confiabilidad la distribución espacial de las temperaturas dentro de su habitáculo, ya que los instrumentos convencionales de medición se encuentran imposibilitados de medir en varios puntos simultáneamente. Estos puntos medidos deben cumplir ciertos requisitos de medición (precisión, rango de medición) para poder garantizar la correcta evaluación de la incubadora. 1 El neonato tiende a enfriarse 1 1.3. Justificación El desarrollo de un sistema que mida en varios puntos la temperatura en un ambiente cerrado, nos brinda información sobre el proceso de variaciones térmicas y transferencia de calor, importantes para la verificación del funcionamiento de sistemas de control que rigen la temperatura. Con la información obtenida también se podría establecer mejoras en dichos sistemas de control. Aplicándolo a nuestra realidad, en el caso de las incubadoras de los servicios de cuidados intensivos para recién nacidos en los hospitales y clínicas del Perú, se prestaría un mejor servicio al neonato teniendo incubadoras mejor evaluadas funcionalmente, cumpliendo los requerimientos de los profesionales de la salud. Además, es útil conocer, supervisar y evaluar las variaciones térmicas de diferentes puntos en otros ambientes cerrados controlados o de alto riesgo como lo son el interior de equipos médicos (cunas térmicas, mesa para atención de partos, cámaras hiperbáricas, etc.) donde se necesita medir la temperatura en múltiples puntos del ambiente para conocer su variación espacial así como la temporal. 1.4. Estado del arte Desde los noventas se vienen registrando patentes de sistemas que buscan solucionar el problema de la medición de temperatura de un ambiente. La patente US5083204 del año 1992 [2] propone un sistema basado en un procesador de señales analógicas provenientes de diferentes sensores. Dicho procesador se encarga de digitalizar la señal y guardar la información recibida. Su segunda fase consiste en recuperar estas señales y transformarlas a señales compatibles con el video del monitor para así tener supervisadas las temperaturas de una manera gráfica. La patente US5930738 de 1999 [2] propone un sistema basado en hardware y software para la supervisión del desempeño de las computadoras. Para esto el sistema toma como parámetro de control la temperatura del ambiente y verifica si ésta se encuentra fuera de los límites permisibles. La patente EP1326063 del 2002 [3] incluye en su sistema propuesto un dispositivo de imagen que mostrará las medidas de temperatura de los sensores codificadas con un color específico para cada valor de las temperaturas. En estos días, en la compañía Microchip están desarrollando un sistema electrónico de supervisión de la temperatura usando sensores térmicos TC74 en conjunto con un PIC (microcontrolador). Su sistema determina temperaturas entre 2 los 25°C y los 85°C con un error de 2°C o entre 0°C y 125°C con un error de 3°C. La resolución de su sistema es de 8-bits en paralelo y proporcionan las entradas de los 6 sensores térmicos para el PIC, para que este transmita la data respectiva dependiendo del tiempo programado. Por último este sistema usa un módulo embebido basado en LCD para el muestreo de las temperaturas sensadas. La compañía Pegasustech [4] ha desarrollado su sistema RF SmartSensor que usa un espectro de difusión de data de 2.4Ghz para su conexión y comunicación. Este diseño elimina los costos de cableado y simplifica la supervisión de la temperatura de lugares difíciles de llegar y de ambientes extremos. El sistema incluye un transmisor-receptor que soporta múltiples sensores que poseen su propio sistema de adquisición de temperatura. Estas unidades analizan la data y la devuelven al sistema vía el transmisor-receptor. La compañía FISO Technologies usa transductores de temperatura basados en fibra óptica los cuales son de tamaño compacto, tienen resistencia a ambientes corrosivos y alta precisión. Están basados en la expansión térmica del vidrio permitiendo alta precisión, estabilidad, y repetidas mediciones. La compañía Temptrack ha desarrollado un software sobre la plataforma Windows que provee de una interfaz gráfica con datos de temperaturas máxima, mínima y promedio del día; posible conexión a una red local y envío de la data a una central. 1.5. Objetivo General Diseño e implementación del sistema de adquisición de datos de temperatura de un instrumento para evaluación funcional del habitáculo de las incubadoras. 1.6. Objetivos Específicos Los objetivos específicos del presente trabajo en relación a la implementación de un sistema de adquisición de datos de temperatura son los siguientes: • Rango de medición de temperatura según Norma IEC2 601-2-19.54.101 [5], el cual indica el rango de mando de temperatura de la incubadora. • Precisión en la medida según Norma IEC 601-2-19.50.101, el cual indica que la variación mínima entre la temperatura de la incubadora3 y la temperatura media de la incubadora4 no diferirá de ±0.5°C. 2 IEC (Internacional Electrothecnical Comission) 3 Temperatura del aire en un punto situado a 10 cm por encima del centro de la superficie del colchón del habitáculo del bebé. 4 Media de las temperaturas máximas y mínimas en cualquier punto especificado del habitáculo del bebé alcanzadas en condición de estabilidad térmica. 3 • Tener la capacidad de evaluar la distribución espacial de temperaturas en el habitáculo de una incubadora y poder realizar el ensayo de precisión de datos de funcionamiento en una incubadora especificado en la Norma IEC 601-2- 19.50.102. 4 2. ADQUISICIÓN DE DATOS DE TEMPERATURA PARA INCUBADORAS 2.1. Conceptos básicos sobre temperatura 2.1.1. Formas de transferencia de calor Hay tres formas de transferencia de calor: • Por conducción El fenómeno de transferencia de calor por conducción (Figura 2.1a), es un proceso de propagación de energía en un medio sólido, líquido o gaseoso, mediante comunicación molecular directa o entre cuerpos a distintas temperaturas (intercambio de energía desde partículas más energizadas a partículas menos energizadas). • Por convección El fenómeno de transferencia de calor por convección es un proceso de transporte de energía que se lleva a cabo como consecuencia del movimiento de un fluido (líquido o gas) y esta íntimamente relacionado con su movimiento (Figura 2.1b). Se puede clasificar de acuerdo a la naturaleza del flujo en convección forzada, cuando el flujo es causado por un agente externo, y en convección natural, cuando el flujo es inducido por fuerzas flotantes, las cuales ocasionan un aumento de diferencia de densidades causando variaciones de temperatura en el fluido (p.e. la ebullición del agua). • Por radiación Tanto los mecanismos de transferencia de calor por conducción como por convección requieren un medio para la propagación de la energía (Figura 2.1c). Sin embargo, el calor puede también propagarse en el vacío mediante la radiación. Aunque se enfoca principalmente a la emisión térmica de cuerpos sólidos, puede también ocurrir en líquidos y gases [8][9]. 5 Figura 2.1 Formas de transferencia de calor En el caso de las incubadoras neonatales, la transferencia de calor se da por convección, a través de un ventilador colocado en la parte interna, que genera la circulación del aire a través del habitáculo de la incubadora, como se puede apreciar en la siguiente figura (ver Figura 2.2): Figura 2.2 Flujo de aire a través del habitáculo de la incubadora 6 2.1.2. Métodos de medición de temperatura Varios métodos son usados para la medición de temperatura, a continuación mencionaremos los más utilizados: • Dilatación y contracción de sólidos, líquidos o gases Con ello se han construido desde los clásicos termómetros de columna líquida, hasta los termómetros bimétalicos. • Variación de Resistencia Eléctrica La variación de la resistencia eléctrica con la temperatura se usa en termómetros en base a termistores y termómetros de resistencia eléctrica (resistencia de platino, PT100). • Potencial termoeléctrico Si la unión de dos metales diferentes se somete a un gradiente de temperatura, se genera una fuerza electromotriz (fem). Este es el llamado efecto Seebeck y es la base en que se sustentan las termocuplas. • Radiación electromagnética Tanto los pirómetros infrarrojos como los pirómetros ópticos se basan en los fenómenos de radiación para medir temperatura. Ambos tienen la ventaja de poder medir a distancia. Los primeros se utilizan para temperaturas muy bajas y los segundos para altas temperaturas (hornos, metales en fusión). 2.1.3. Definición de transductor y sensor Según Pallás [10], se denomina transductor, en general, a todo dispositivo que convierte una señal de una forma física en una señal correspondiente pero de otra forma física distinta. Es, por lo tanto, un dispositivo que convierte un tipo de energía en otro. A su vez, denomina sensor, a todo dispositivo que, a partir de la energía del medio donde se mide, da una señal de salida eléctrica que es función de la variable medida. 7 Sensores Método de detección Resistivo RTD Termistores Generadores Termopares Piroeléctricos Digitales Osciladores de cuarzo Uniones p-n Diodo Transistor Tabla 2.1 Métodos de detección de sensores de temperatura En la tabla 2.1 se observan los métodos de detección que utilizan algunos sensores para poder generar las señales eléctricas respectivas que represente dicho fenómeno físico. 2.1.4. Tipos de sensores de temperatura • Termocupla Está compuesta por dos alambres de metales diferentes, los que unidos convenientemente generan entre sus extremos libres una diferencia de potencial proporcional a la diferencia de temperatura entre ellos. En la siguiente figura (ver Figura 2.3) se puede apreciar una termocupla del tipo J cuya juntura se suelda a 750ºC. Figura 2.3 Termocupla Tipo J (Hierro, Cobre y Níquel) De acuerdo al rango de operación y a la combinación de aleaciones que los componen los termopares se clasifican dentro de los siguientes tipos (ver Tabla 2.2): 8 Tipo Materiales J Hierro-Constantán(Galga 14) T Cobre-Constantán(Galga 20) K Cobre-Alumel(Galga 14) R Platino/Rodio(13%)-Platino S Platino/Rodio(13%)-Platino J* Hierro-Constantán(Galga 8) Tabla 2.2 Composición de tipos de termocuplas Alumel: 95,4% de Níquel, 1.8% de Manganeso, 1.6% de Silicio y 1.2% de Aluminio. Constantán: 45% de Níquel y 55% de Cobre. Platino/Rodio(13%): 87% de Platino y 13% de Rodio [11]. • Termómetros de resistencia Los detectores de temperatura basados en la variación de una resistencia eléctrica se suelen designar con sus siglas inglesas RTD (Resistance Temperature Detector) (ver Figura 2.4). Dado que el material empleado con mayor frecuencia para esta finalidad es el platino, se habla a veces de PRT (Platinum Resistance Thermometer). Figura 2.4 Termómetros de resistencia (RTD) El fundamento de las RTD es la variación de la resistencia de un conductor con la temperatura. Los conductores generalmente muestran un incremento en su resistencia con la temperatura, que se rige por la siguiente expresión: )...1( 33 2 210 n nT TaTaTaTaRR +++++= Donde R0 es la resistencia a la temperatura de referencia y T es el incremento de temperatura respecto a la de referencia. El número de términos ai depende del material, el rango de temperatura y la precisión requerida. Los materiales más 9 comunes para la fabricación de RTD's son el platino, el níquel, el cobre y en algunas aplicaciones, a bajas temperaturas (alrededor de los 20 K), el rodio. Las características que deben tener los materiales son: • Alto coeficiente de temperatura de la resistencia (sensibilidad). • Alta resistividad, ya que cuando mayor sea la temperatura mayor será la variación por grado. • Relación lineal temperatura – resistencia. • Rigidez y ductilidad. • Estabilidad de las características de vida útil. Las características cualitativas más importantes de los materiales empleados para la construcción de RTD’s se tabulan a continuación (ver Tabla 2.3): Material Características Platino Preciso Estable Alto costo Níquel Resistencia más elevada Poca linealidad Varían su coeficiente Cobre Variación de resistencia uniforme Estable Bajo costo Baja resistividad Tabla 2.3 Características de los sensores RTD según el material compuesto Una desventaja del uso de RTD’s es que se deben usar corrientes que circulen a través de ellos lo suficientemente pequeñas para evitar el auto calentamiento. • Termistores Los termistores son dispositivos semiconductores hechos de material cerámico cuya resistencia varía con la temperatura (ver Figura 2.5). Estos dispositivos presentan grandes coeficientes de temperatura negativos (NTC), es decir, que su resistencia disminuye cuando la temperatura aumenta. Los materiales con que se fabrican pueden ser mezclas sintetizadas de sulfatos, selenio, óxidos de níquel, manganeso, hierro, cobalto, cobre, magnesio, titanio, uranio, y otros metales. Existen también termistores con coeficiente térmico positivo (PTC) fabricados de bario sintetizado y mezclas de estroncio y titanio. 10 Figura 2.5 Componentes de un termistor La ecuación que domina el cambio de resistencia de un termistor respecto a la temperatura (en la mayoría de los casos) esta dada por: )/1/1( 0 0TTb T teRR −= Donde: Rt = Resistencia del termistor Ro = Resistencia inicial b = Coeficiente térmico Tt = Temperatura de trabajo en Kelvin To = Temperatura de referencia Por tratarse de un material semiconductor, los termistores tienen un rango limitado que va de -20°C a 150ºC, y como se puede apreciar en la ecuación anterior, su respuesta es no lineal. Figura 2.6 Resistencia vs. Temperatura para termistores PTC y NTC En la figura 2.6 se puede apreciar que los termistores NTC pueden aproximarse con menor error a una función lineal, caso contrario del termistor de tipo PTC, cuya 11 función posee varios valores de pendientes y sólo se podría aproximar linealmente en secciones. • Termómetros de unión PN La familia de sensores de temperatura de silicio de Infineon y Phillips KTY son de alta exactitud, lineales y con una excelente estabilidad a lo largo del tiempo. Son una alternativa a los sensores más convencionales basados en la tecnología NTC o PTC. Las propiedades de estos sensores de temperatura están basadas en el comportamiento estable del silicio. Los sensores de temperatura de silicio muestran una característica casi lineal comparada con la característica exponencial de las NTC. Esto significa que tienen un coeficiente de temperatura qué es casi constante en todo el rango de temperatura. Esta característica se puede utilizar cuando el sensor se usa como compensación de temperatura para un microprocesador con conversor de A/D integrado [12]. En la tabla siguiente se resume las ventajas y desventajas de los sensores mencionados: Sensor Ventajas Desventajas Termocupla No lineal Ancho rango de temperatura de operación Baja sensibilidad Bajo Costo Áspero Requiere compensación de referencia en la juntura Susceptible a ruido eléctrico RTD Lineal Tiempo de respuesta lento Alto costo Ancho rango de temperatura de operación Requiere fuente de corriente Alta estabilidad Susceptible a golpes Termistor Tiempo de respuesta rápido No lineal Bajo Costo Requiere fuente de voltaje Tamaño pequeño Limitado rango de temperatura de operación Grandes cambios Resistencia vs. Temperatura Circuito Integrado Muy lineal Bajo Costo Limitado rango de temperatura de operación Requiere fuente de voltaje Errores de calefacción La salida digital del sensor puede estar directamente conectado a un microprocesador o ADC No tiene buen acoplamiento térmico con el ambiente Tabla 2.4 Comparación entre sensores de temperatura 12 2.2. Sistemas establecidos para procesamiento y adquisición de señales Webster y Pallás [10] presentan tres modelos de sistemas de procesamiento y adquisición de señales, los cuales se muestran a continuación: Figura 2.7 Sistema de adquisición de señales con multiplexado de bajo nivel El primer modelo presenta un multiplexor analógico que permite que varios sensores compartan el resto de la cadena de medida. Dado que las señales no han sido acondicionadas antes de multiplexarlas, su amplitud será pequeña, y por ello se habla de multiplexado de bajo nivel. Esto implica que los errores del multiplexor deberán ser muy pequeños. A su vez, si la distancia entre los sensores es apreciable, en su conexión a un multiplexor central puede que se capten interferencias, lo cual puede distorsionar la señal enviada ya que todavía no ha sido amplificada. Figura 2.8 Sistema de adquisición de señales con multiplexado de alto nivel Con la finalidad de reducir el efecto de los errores del multiplexor, las interferencias entre sensor y multiplexor (así como un mejor acondicionamiento de la señal de cada canal), se realiza primero la amplificación de las señales de cada canal y 13 luego se multiplexa como se muestra en el modelo de la figura 2.8. Si la amplitud de las señales multiplexadas es mayor de 100mV, entonces el multiplexado es de alto nivel. Una de las desventajas de este modelo es el costo, el cual se eleva porque ya no se comparte la etapa de amplificación, y el número de canales, el cual se incrementa comprometiendo la velocidad de multiplexado y los requerimientos de la frecuencia de muestreo. Figura 2.9 Sistema de adquisición de señales con multiplexado digital En el modelo de la Figura 2.9, se aprecia el uso de un conversor análogo digital por cada canal. Esto tiene como finalidad realizar un multiplexado digital de las señales y a su vez, independizar las necesidades de resolución de cada canal. Este modelo supera los problemas de frecuencia de muestreo y velocidad de multiplexación del caso anterior. 2.3. Conceptos básicos de equipos de instrumentación 2.3.1. Características de los equipos de instrumentación Las características del rendimiento de los equipos de instrumentación son usualmente subdivididas en dos clases en base a la frecuencia de las entradas [12]. Características estáticas Describe las cualidades de instrumentos para señales DC o aquellos que requieren como entrada señales de muy baja frecuencia. 14 Características dinámicas Requiere el uso de ecuaciones integrales y/o diferenciales para describir las cualidades de la medida. Aunque las características dinámicas dependen usualmente de las características estáticas, la no linealidad y la variabilidad estática son usualmente ignoradas en entradas dinámicas, porque las ecuaciones diferenciales llegan a ser difíciles de resolver. De las características estáticas, se tienen las siguientes características adicionales: Precisión Es la capacidad de un instrumento de dar el mismo resultado en mediciones realizadas en las mismas condiciones. Generalmente se expresa como la diferencia entre el verdadero valor5 y el valor medido dividido entre el verdadero valor (usualmente dado en porcentaje) [5][12]. Resolución La más pequeña cantidad que puede ser medida con certeza es la resolución. Cuando la cantidad medida inicia en cero, el término umbral es sinónimo de resolución. La resolución expresa el grado por el cual un valor cercanamente igual de una cantidad puede ser discriminado [12]. 2.3.2. Normas establecidas sobre la precisión de los datos de funcionamiento en una incubadora neonatal La International Electrotechnical Commission (IEC) [5] fija con la norma IEC 601– 2-19 [14] el estado del arte en el ámbito de la calibración y seguridad de las incubadoras. Esta norma nos indica las características mínimas necesarias para certificar el adecuado funcionamiento del equipo. Ya que el sistema de adquisición de datos a diseñar tiene como finalidad verificar el correcto funcionamiento de las incubadoras, en lo que respecta a la distribución de la temperatura en el interior del habitáculo, éstas se usarán como requerimientos para el desarrollo del presente trabajo. 5 El término valor verdadero es el valor compatible con la definición de una magnitud dada. Es un concepto idealizado debido a que este valor se obtendrá por una medición perfecta. Para efectos del presente trabajo se considerará el promedio de una serie de de observaciones como el valor más cercano a este valor. 15 La norma IEC 601-2-19 54.101 establece que: “Para una incubadora regulada por aire6, el rango del mando de temperatura deberá ir de 30°C o menos hasta no más de 37°C. El valor máximo de la temperatura de mando7 puede ser rebasado mediante una intervención especial del operador hasta 39°C.” La norma IEC 601-2-19 50.101 establece que: “En condición de temperatura estabilizada la temperatura de la incubadora8 no diferirá de la temperatura media de la incubadora9 en más de 0.5°C”. La norma IEC 601-2-19-50.102 propone una prueba de calibración para incubadoras. Dicha prueba propone el uso de 5 sensores en un arreglo que se presenta a continuación: Figura 2.10 Arreglo de sensores para la calibración de una incubadora Según la norma, los 5 sensores son colocados 10 cm sobre la base del habitáculo (figura 2.10). La temperatura media10 de cada uno de los sensores de temperatura no debe diferir de la temperatura media de la incubadora en más 0.8ºC. Para una posición cualquiera del colchón ladeado no deberá diferir en más de 1°C. 2.4. Desarrollo del prototipo A continuación se da un breve resumen sobre el prototipo desarrollado previamente al presente trabajo. 6 Incubadora cuya temperatura es regulada automáticamente por un sensor de temperatura del aire a un valor próximo al establecido por el usuario 7 Valor de la temperatura seleccionado en el mando de temperaturas. 8 Temperatura del aire en un punto situado 10cm por encima del centro de la superficie del colchón del habitáculo del bebé (ver figura 2.10). 9 Media de los valores máximo y mínimo de temperatura de la incubadora alcanzados en condición de estabilidad térmica (variación de ±0.5°C). 10 Media de las temperaturas máximas y mínimas en cualquier punto especificado del habitáculo del bebé alcanzadas en condición de estabilidad térmica 16 El esquema mostrado en la figura 2.11 fue desarrollado en el proyecto titulado “Sistema de Supervisión Gráfica en 3D de Temperaturas en Tiempo Real de un Ambiente Cerrado” [6], el cual muestra la temperatura global del ambiente, adquiere las diversas temperaturas en los diversos puntos de la incubadora y muestra la distribución espacial y temporal de las temperaturas. El software fue desarrollado por Andrés Barrios Montalvo [6]. Está diseñado con una Metodología Orientada a Objetos siguiendo las etapas de desarrollo del Plan Unificado [16]. En este marco de desarrollo el software pasó por las etapas de concepción, elaboración, construcción y transición. Se eligió una arquitectura que permita desarrollar el prototipo de una manera modular compuesta por tres módulos bien diferenciados, tal como se aprecia en la figura 2.11: Figura 2.11 Diagrama de bloques de la arquitectura del sistema El módulo de adquisición de datos se desarrolló siguiendo el modelo de la figura 2.11 y fue diseñado para la adquisición de 6 puntos de temperatura11. La 11 Se requieren 6 sensores de temperatura para poder utilizar el método de interpolación polinómica (utilizando polinomios de orden inferior a subconjuntos de datos, los cuales se llaman funciones de interpolación segmentaria “Spline”) con la finalidad de predecir los valores de los puntos temperatura del habitáculo que no son medidos directamente. 17 comunicación con el módulo RT (Real Time) es a través del puerto paralelo. La etapa de multiplexado analógico y la de muestreo y retención se encuentra en el bloque de conversión analógico digital. En la figura 2.12 se muestra el diagrama de bloques de la tarjeta de adquisición de datos de temperatura del prototipo: SENSOR 1 SENSOR 2 SENSOR 3 SENSOR 4 SENSOR 5 SENSOR 6 ET A PA D E A M PL IF IC A C IO N 3 ET A PA D E A M PL IF IC A C IO N 2 ET A PA D E A M PL IF IC A C IO N 1 FILTRO ANALÓGICO 1 FILTRO ANALÓGICO 2 FILTRO ANALÓGICO 3 FILTRO ANALÓGICO 4 FILTRO ANALÓGICO 5 FILTRO ANALÓGICO 6 C O N VE R SI Ó N A N A LÓ G IC A D IG IT A L B us d e co m un ic ac ió n co n el o rd en ad or Figura 2.12 Diagrama de bloques del hardware de adquisición de datos del prototipo El esquemático de la tarjeta de adquisición de datos de temperatura del prototipo se presenta en el Anexo B. El esquema general posee las siguientes características: 18 • En el sistema se utilizaron seis sensores de temperatura YSI 44018 [15] para mediciones en el habitáculo de la incubadora. • Todo el esquema presentado se diseñó en una sola tarjeta de adquisición. • Se utilizaron conectores de audio de tres terminales para la conexión del sensor de temperatura a la tarjeta de adquisición, los cuales son los más parecidos a los de instrumentación con la diferencia del material conductor utilizado para las borneras, los cuales pueden ser de oro o plata. • La etapa de sensor incluye el acondicionamiento de señal mediante el uso de un puente Wheatstone para cada sensor, de donde se extraen dos señales de voltaje: Una de referencia y otra que representa la variación de la resistencia expresada en variación de voltaje (en milivoltios). • Estas dos señales de voltaje ingresan a un amplificador de instrumentación INA2126 (Burr-Brown – Texas Instruments). Este integrado posee dos amplificadores diferenciales, razón por la cual existe dos entradas al bloque de amplificación. La ganancia del amplificador es variable (la regulación de la ganancia proviene de un potenciómetro). • Antes de proceder con la conversión digital de la señal, se recurre a una etapa de filtrado de señal, que consiste de un filtro pasabajos tipo Butterworth de cuarto orden, con una frecuencia de corte de 5 Hz. La frecuencia de corte es elegida en base al tiempo de respuesta del sensor de temperatura, que es de 0.1 Hz. • La conversión análoga digital se realiza mediante el integrado MAX196 (Conversor Analógico Digital) de 12 bits, el cual dispone de 6 canales para la conversión y un voltaje de referencia de 4.096 V interno (lo cual no hace requerir un integrado de voltaje de referencia). • La transmisión de datos hacia la computadora personal es a través del puerto paralelo (conector DB-25). 19 3. DISEÑO E IMPLEMENTACIÓN DEL SISTEMA DE ADQUISICIÓN DE DATOS DE TEMPERATURA 3.1. Requerimientos 3.1.1. Requerimientos en la incubadora Según las normas descritas en 2.3.2 se tiene lo siguiente: Rango de medición La norma IEC 601-2-19 54.101 indica que el rango de mando de temperatura de la incubadora va de 30 a 37°C. Sin embargo, se indica también que la medición de temperatura puede llegar a 39°C en casos especiales (cuando se necesite realizar mantenimiento a la incubadora). Por lo tanto, se requiere que el rango de medición de temperatura en el habitáculo de la incubadora debe encontrarse como mínimo entre 30 y 39°C. Precisión de la medida La norma IEC 601-2-19 50.101 establece en 0.5°C la variación máxima que debe tener el sensor de temperatura de la incubadora respecto de la temperatura media de la incubadora (el promedio de los valores máximo y mínimo en cualquier punto especificado del habitáculo alcanzados en condición de estabilidad térmica). Esto implica que la precisión en la medida necesaria en el habitáculo de la incubadora debe ser 0.5°C. Número de puntos de medición La norma IEC 601-2-19-50.102 establece el uso de 5 sensores para la prueba de calibración de la incubadora. Según la configuración mostrada en la figura 2.10, el sensor debe poseer el alcance y maniobrabilidad necesaria para alcanzar dicha configuración en el habitáculo de la incubadora. 3.1.2. Requerimientos del hardware Según las normas descritas en 3.1.1 se determina lo siguiente: Rango de medición Se requiere que el rango de medición del hardware a implementar sea como mínimo de 30 a 40°C. 20 Precisión de la medida Se requiere que la precisión del hardware a implementar sea como mínimo de ±0.5°C. Número de puntos de medición Se requiere que el hardware a diseñar contenga como mínimo 5 sensores de temperatura, donde cada sensor debe poseer el alcance y maniobrabilidad necesaria para la configuración indicada en los ensayos. 3.1.3. Especificaciones Según lo descrito en los requerimientos, el hardware a diseñar e implementar requiere las siguientes especificaciones: • Precisión : ±0.5°C • Rango de medición : 30 a 40°C • Número de puntos de medición : 5 (como mínimo) • Características de implementación: Hardware adecuado para la medición en distintos puntos en el habitáculo de la incubadora. • Interfaz de conexión con la computadora personal: Puerto paralelo o serial. 3.2. Observaciones realizadas al prototipo previo A continuación se mencionan los inconvenientes encontrados durante las pruebas y la calibración realizada al módulo de adquisición de datos de temperatura del proyecto “Sistema de Supervisión Gráfica en 3D de Temperaturas en Tiempo Real de un Ambiente Cerrado”: • El conector utilizado para el sensor acoplaba ruido externo significativamente que distorsionaba la medición hecha por los sensores. • El uso de potenciómetros de precisión (multivuelta) utilizados para la ganancia del amplificador de instrumentación y para la calibración del puente Wheatstone ocasiona errores en la medición, esto es debido a una variación en la resistencia producto del movimiento del tornillo sin fin (variación mecánica). • Debido a los errores en la medición acumulados en la etapa analógica, sólo se obtuvo 8 bits significativos de los 12 que se tenía previsto tener. • Un aspecto adicional que no se tuvo presente era la protección de la interfaz con el puerto paralelo, colocando un buffer entre la línea de transmisión digital, 21 para poder suministrar la corriente necesaria al puerto paralelo de la computadora personal. • De las evaluaciones realizadas, el prototipo logró obtener una precisión aproximadamente igual a ±0.8°C. Respecto del esquema planteado para el prototipo, se encontraron los siguientes errores: • La calibración de los sensores se realiza mediante la variación de resistencia de los potenciómetros (calibración por hardware) lo cual depende del sensor colocado, es decir, a cada red de resistencias le corresponde un sensor. Esto trae como consecuencia no poder intercambiar la posición de sensores pese a la intercambiabilidad que ofrecen los mismos. • El esquema centra el uso de un sólo procesador para el proceso de conversión de la datos digitales en valores de temperatura mostradas en pantalla (mediante el uso de la ecuación de conversión de voltaje a temperatura). • El diseño planteado no permitía gran maniobrabilidad de los sensores ya que la señal era predominantemente analógica y susceptible al acoplo de ruido. 3.3. Planteamiento del esquema general del sistema de adquisición de datos de temperatura Según las inconvenientes encontrados en los ensayos preliminares el esquema plantear requiere las siguientes características: • La calibración del sensor requiere ser necesariamente de forma digital, debido al problema indicado con las variaciones de componentes analógicos (resistencia variable). • Se requiere el uso de conectores de instrumentación para la conexión del sensor al circuito impreso o en todo caso dejar de prescindir de éstos (soldar directamente los terminales del sensor a la tarjeta). Teniendo en cuenta los requerimientos planteados en 3.1.1, 3.1.2 y las observaciones realizadas en 3.2, se propone un nuevo sistema en el cual la señal sea predominantemente digital, es decir, que se digitalice y procese en sus primeras etapas inmediatamente después de adquirirla. La arquitectura del sistema a plantear se muestra en la figura 3.1: 22 Figura 3.1 Diagrama de Bloques de la nueva arquitectura del sistema de adquisición de datos de temperatura Este diagrama de bloques está acorde al esquema de procesamiento y adquisición de señales mostrada en la figura 2.9 (Sistema de adquisición de señales con multiplexado digital). A continuación en los subtítulos siguientes se desarrollarán los tres bloques principales del esquema presentado. Antes de empezar el desarrollo del diseño de dichas etapas, es necesario analizar nuevamente la cantidad de sensores necesarios a colocar en el hardware del sistema. Adicionalmente al arreglo planteado por la norma IEC 601-2-19-50.102 para la calibración de las incubadoras neonatales (figura 2.10), en la figura 3.2 se muestra el arreglo propuesto por Andrés Barrios Montalvo [6] para el prototipo, el cual tiene como finalidad poder predecir la temperatura en puntos no medidos en el habitáculo de la incubadora. La distancia entre los sensores es proporcional al volumen que se desee medir. 23 Figura 3.2 Arreglo de sensores para predicción de la temperatura en el habitáculo La predicción de datos de temperatura en puntos no medidos es un elemento adicional desarrollado para determinar la distribución de la temperatura en el habitáculo. Para el diseño del sistema se propone la siguiente distribución de sensores (ver Figura 3.3): Figura 3.3 Arreglo propuesto para el sistema Dicha distribución de los sensores obedece tanto a la calibración (según Norma IEC - figura 2.10) como a la predicción (figura 3.2) de la temperatura en el habitáculo de la incubadora. Por lo tanto, se utilizarán 12 sensores de temperatura para el diseño e implementación del hardware del sistema (Un sensor adicional al arreglo propuesto en la figura 3.3). 24 Las características que debe cumplir el hardware son las mismas que se indicaron en el ítem 3.1.3 excepto por la cantidad de puntos de medición. En este caso se realizará el diseño para 12 puntos de medición. Adicionalmente, cabe resaltar que el presente trabajo de tesis se ciñe únicamente en el desarrollo e implementación del hardware de la unidad de sensado y del módulo central de adquisición de datos. La programación de los microcontroladores utilizados en el hardware fueron elaborados por Manuel Montoya Manyari (programación del microcontrolador de la unidad de sensado) y Andrés Barrios Montalvo (programación del microcontrolador del módulo central de adquisición de datos). A continuación, en base al planteamiento propuesto se presenta el diseño e implementación de la unidad de sensado y el módulo central de adquisición de datos. 3.4. Diseño e implementación de la unidad de sensado Será el encargado de la adquisición y acondicionamiento de la señal del sensor. El diagrama de bloques se presenta a continuación (ver Figura 3.4): Figura 3.4 Diagrama de Bloques de la Unidad de Sensado El planteamiento indicado (que cumple el esquema básico planteado por Webster [12] para la adquisición de señales) tiene como finalidad acercar lo mejor posible el sensor al circuito de acondicionamiento de la señal (unidad de sensado), 25 obteniendo de esta manera la inmediata digitalización de la señal. Aquello conlleva a reducir el tamaño del circuito impreso para poder obtener una mejor maniobrabilidad al realizar las mediciones en el habitáculo de la incubadora. Como característica adicional, añadimos un microcontrolador (en la etapa de conversión) a la unidad de sensado. Con esto se obtiene los siguientes beneficios: • Al colocar un microcontrolador en cada unidad de sensado logramos una independencia en la posición de la unidad respecto del Módulo Central de Adquisición de Datos, ya que la calibración se realizaría digitalmente mediante la variación en la ecuación de conversión de voltaje a temperatura del sensor implementada en el microcontrolador (variación de la curva de calibración por software). • Al poder realizar la calibración por software, todos los componentes utilizados en cada canal serán fijos (p.e. no se utilizaría potenciómetros). Al poder realizar unidades de sensado independientes, se elimina el acoplo de señales externas debido a otros sensores como en el caso del prototipo, donde el proceso de adquisición de todos los sensores se realizaba en una sola tarjeta. A continuación se procederá con el desarrollo de cada bloque comprendido en la unidad de sensado: 3.4.1. Etapa del sensor de temperatura Esta etapa está comprendida por el sensor de temperatura y el circuito de acondicionamiento de señal previo a la etapa de amplificación. 3.4.1.1. Sensor de temperatura En esta parte nos ocuparemos de la selección del sensor de temperatura. De la tabla de comparaciones entre sensores de temperatura (Tabla 2.4), llegamos al siguiente análisis: • La no linealidad de los sensores es un problema para el proceso de tratamiento de los datos adquiridos, ya que las ecuaciones para la conversión de voltaje a temperatura serian de orden mayor o igual a 2. • El uso de algunos sensores se da generalmente en aplicaciones industriales donde el rango de temperatura son muy elevados (100ºC a más). Entre estos 26 sensores se tiene a las termocuplas y los RTD, que generalmente se diseñan para medir altas temperaturas. • Un aspecto importante es el tiempo de respuesta que ofrezca el sensor a los cambios de temperatura. Entre los que tienen corto tiempo de respuesta tenemos a los termistores que pueden llegar a un tiempo de respuesta de decenas de segundos en condiciones de aire quieto (Yellow Spring Instruments Temperature Sensors) [15]. • Adicionalmente, el uso del sistema requiere que los sensores sean de fácil manipulación, esto es debido a la posición de los sensores dentro del habitáculo de la incubadora. De acuerdo a las consideraciones mencionadas se eligió como sensor de temperatura al termistor, ya que las aplicaciones en las que se puede usar son genéricas, son de fácil manipulación (encapsulado pequeño), poseen un rápido tiempo de respuesta, y ofrecen altas precisiones. Como característica adicional se puede mencionar la intercambiabilidad que poseen los termistores lo que los hace fácilmente reemplazables. El inconveniente en este tipo de sensor es la linealidad. Como ya se mencionó anteriormente, en el capítulo 2, los termistores de tipo NTC son los que pueden aproximarse con menor error a una ecuación lineal. Sin embargo, varios esquemas de linealización de la curva Resistencia vs. Temperatura son propuestos. Éstos consisten en agregar una resistencia ya sea en serie o en paralelo [12] para modificar la gráfica Resistencia vs. Temperatura. A continuación, en la figura 3.5, se muestra el cambio que se produce al agregar una resistencia en paralelo al termistor. Rp R1 R es is te nc ia Temperatura R1 Rpa b Equivalente paralelo (R1//Rp) (b)(a) Figura 3.5 Variación de la respuesta de un termistor al aumento de una resistencia 27 La empresa Yellow Spring Instruments ofrece el YSI Thermilinear component, que consiste en dos termistores conectados en paralelo en un mismo encapsulado Los beneficios adicionales que se consiguen son un fácil diseño, una alta resolución en la medida y el circuito electrónico tendría un bajo costo. Entre la familia del YSI Thermilinear component, aquellos que ofrecen las características más adecuadas a los requerimientos del sistema es el YSI 44018 (Figura 3.6a) y el YSI 44019A (Figura 3.6b), los cuales poseen las siguientes características: Figura 3.6 YSI 44018 y YSI44019A Thermilinear components Características YSI44018: Máxima temperatura de operación : 105 ºC Precisión : ±0.15 ºC Intercambiabilidad : ±0.15 ºC Tiempo de respuesta máxima : 1 segundo en aceite agitado 10 segundos en aire quieto Constante de disipación mínima12 : 8 mW/ºC en aceite agitado 1 mW/ºC en aire quieto Rango de medición de temperatura : -80 a 105°C 12La constante de disipación es la energía necesaria en mW para aumentar en 1ºC la temperatura alrededor del punto medido. 28 Características YSI44019A: Máxima temperatura de operación : 85 ºC Precisión : ±0.4 ºC (0 a 85 °C) Intercambiabilidad : ±0.4 ºC (0 a 85 °C) Tiempo de respuesta máxima : 1 segundo en aceite agitado 10 segundos en aire quieto Constante de disipación mínima13 : 8 mW/ºC en aceite agitado 1 mW/ºC en aire quieto Rango de medición de temperatura : -55 a 85°C Analizando las características anteriores observamos que el sensor que ofrece un mejor desempeño para esta etapa es el YSI44018, por lo que se utilizará en el desarrollo de esta etapa. La etapa de acondicionamiento de señal previo a la amplificación se da a través de un puente Wheatstone [12], el cual genera dos voltajes, uno de referencia y otro que varíe con la resistencia del termistor. Los valores de las resistencias de dicho puente dependen del termilineal a utilizar. El fabricante desarrolla una aplicación para el acondicionamiento de la señal de sensado a través una red termilineal (Thermilinear Network) el cual consiste de dos subcomponentes: un termilineal y un set de resistencias (Resistor set) que son resistencias de película de metal de precisión. Esta red puede ser utilizada para sensado de temperatura con Voltaje lineal vs. Temperatura o Resistencia lineal vs. Temperatura dependiendo de la configuración utilizada. En las figuras 3.7 y 3.8 se muestran las configuraciones desarrolladas por el fabricante: 13La constante de disipación es la energía necesaria en mW para aumentar en 1ºC la temperatura alrededor del punto medido. 29 Figura 3.7 Red termilineal en modo resistencia Figura 3.8 Red termilineal en modo voltaje Entre los dos modos presentados, se escogerá el de voltaje ya que presenta el circuito de acondicionamiento recomendado por Webster [12] para procesos de medición de temperatura. La relación voltaje - temperatura esta definida en la siguiente ecuación: ( ) ( )VinbTVinmVout ⋅+⋅⋅= (Ecuación 3.1) Donde: Vout = Voltaje de salida m = Cambio de voltaje por grado (slope) Vin = Voltaje de entrada 30 31 En esta configuración, se aprecia 3 resistencias adicionales a la configuración original (R3, R4 y R5) de donde se extrae el voltaje V1 el cual puede ser fijo o variable dependiendo si se fija o no la resistencia R5. RL representa la resistencia equivalente entre las dos salidas del puente. Como se menciona en el ítem 3.2, se debe tener en cuenta que el uso de resistencias variables trae consigo una entrada de error ya que ocurre una constante pérdida de calibración de la misma. Es por esta razón que utilizaremos una resistencia fija, el cual dará un voltaje fijo V1. Al completar el puente tenemos la siguiente configuración: Esta red, que implica una configuración de medio puente, tiene limitaciones en cuanto al rango de medición debido a que ésta se reduce notablemente; pero, al realizar la configuración del puente completo reducimos esta limitación ya que la medición no se hace desde tierra, sino desde un voltaje de referencia extraído del puente. b = Voltaje a 0ºC y 1 voltio (Vin) (desplazamiento a 0ºC o intercepto) T = Temperatura en grados Celsius (ºC) Cada red ofrece características diferentes en la curva Resistencia vs. Temperatura. Para el sensor elegido se tienen cuatro redes de resistencias disponibles, cuyas características se describen en la tabla 3.1. Figura 3.9 Red termilineal en configuración Puente Wheatstone 32 Código de la Red Código del termilineal Código del set de resistores Rango Lineal Desviación lineal Eo Modo Negativo Ein Max It Max 44018 44301 T1 = 6,000Ω @ 25ºC R1 = 3200Ω 44201 T2 = 30,000Ω @ 25ºC R2 = 6250Ω 0 a +100ºC ±0.216ºC Eout = (-0.0053483 Ein)×T + 0.86507 Ein 2.0 V 625 µA 44018 44302 T1 = 6,000Ω @ 25ºC R1 = 5,700Ω 44202 T2 = 30,000Ω @ 25ºC R2 = 12,000Ω -5ºC a +45ºC ±0.065ºC Eout = (-0.0056846 Ein)×T + 0.805858 Ein 3.5 V 615 µA 44018 44303 T1 = 6,000Ω @ 25ºC R1 = 18,700Ω 44203 T2 = 30,000Ω @ 25ºC R2 = 35,250Ω -30ºC a +45ºC ±0.16ºC Eout = (-0.0067966 Ein)×T + 0.65107 Ein 3.0 V 475 µA 44018 44304 T1 = 6,000Ω @ 25ºC R1 = 5,700Ω 44204 T2 = 30,000Ω @ 25ºC R2 = 12,400Ω -2ºC a +45ºC ±0.03ºC Eout = (-0.00563179 Ein)×T + 0.807563 Ein 4.0 V 685 µA Tabla 3.1 Especificaciones de la red termilineal usando el YSI 44018 Según los requerimientos establecidos en el ítem 3.1.2 para el desarrollo del sistema, la red termilineal 44202 y 44204 cumplen con las características señaladas. Se utilizará la red termilineal 44202 debido a que se disponen de las resistencias necesarias para poder implementar esta red. Las características técnicas de la red 44202 se detallan a continuación: • Componente termilineal : YSI44018 • Precisión e intercambiabilidad14 : ± 0.15 °C • Red termilineal a usarse : 44202 • Set de resistencias : R1 = 5,7 KΩ, R2 = 12 KΩ • Rango de aproximación lineal : -5 a 45°C • Voltaje de alimentación máximo : 3,5 V • Corriente de entrada máxima : 615 µA • Error de resistencia : ±0.12°C @ -5°C ±0.07°C @ +45°C • Desviación lineal : ± 0.065°C • Constante de disipación15 : 1 mW/ºC en aire quieto 8 mW/ºC en agua fluyendo • Modo de resistencia: ( ) 39.4593402.32 +⋅−= TRt (Ecuación 3.2) • Modo voltaje negativo: ( ) EinTEinEout ⋅+⋅⋅−= 805858.00056846.0 (Ecuación 3.3) • Modo voltaje positivo: ( ) EinTEinEout ⋅+⋅⋅= 194142.00056846.0 (Ecuación 3.4) Observaciones: o Error de resistencia: Posible error en el circuito en grados centígrados por el 0.1% de error en la exactitud del valor de la resistencia. o Voltaje negativo: Fórmula para calcular el voltaje a través de la red termilineal en T2 (Figura 3.9). o Voltaje positivo: Fórmula para calcular el voltaje a través de R1 (Figura 3.9). 14 Diferencia máxima que se presentaría si en un circuito se reemplaza el sensor YSI44018 por otro similar. 15 La constante de disipación es la potencia en miliwatts requerida para levantar la temperatura de un termistor en 1ºC por encima de su entorno. 33 3.4.1.2. Etapa de acondicionamiento de la señal del sensor La etapa de acondicionamiento de señal estará comprendida por el puente Wheatstone. El fabricante del termilineal determina una serie de pasos para el cálculo de los valores de las resistencias del puente Wheatstone [15] que a continuación describiremos y aplicaremos para obtener los valores indicados: • Paso 1: El rango de medición debe ser establecido. El rango de medición estará definido de acorde a los requerimientos establecidos. En nuestro caso, por la red que será utilizada, se puede obtener un rango de medición de -5 a 45°C el cual cubre nuestro requerimiento (30 a 40°C). Sin embargo se coloca un rango adicional que lo cubra. Entonces se tendrá: Rango de medición: 15 a 45°C • Paso 2: Determinación del paso16 En este caso, se fijará Ein por lo que se podrá calcular la pendiente. Como los pasos son negativos, entonces se tendrá que a una mayor temperatura, menor será el valor de la resistencia. o En la ecuación 3.3, cuando se tiene una temperatura de 0°C se obtiene: EinEout ⋅= 805858.0 o Y de la ecuación 3.2 la resistencia Rt obtenida a la misma temperatura será: Ω= 39.4593Rt o Si fijamos Ein = 2.5 V17, entonces a 0°C se obtiene: VEout ⋅= 014645.2 o Entonces se puede definir los pasos por cada grado Si T=1ºC, se tiene: VEout ⋅= 0004335.2 Diferencia de voltaje entre grados: C mVPendiente °⋅−= 2115.14 • Paso 3: Cálculo de la disipación de potencia Se calculará el autocalentamiento para evaluar el efecto de la potencia disipada en el Termistor T2 sobre la precisión en la medida. Esta se realizará utilizando la temperatura máxima en el rango determinado en el paso 1. 16 También llamada constante de sensibilidad. Se define como la variación de voltaje que se tendrá al variar en 1°C la temperatura medida. 17 Elegimos un valor de voltaje menor a +5V para evitar el error de autocalentamiento por parte del sensor. 34 Según el anexo A, observamos que, a 45ºC, el termistor T2 debe tener una resistencia de 13.28 KΩ. Aplicando la fórmula de potencia: R VP 2 = (Ecuación 3.5) Donde: P = Disipación de potencia (Watts) V = Voltaje a la máxima temperatura R = Resistencia a la temperatura máxima en el rango seleccionado o Calculando el voltaje Eout a la máxima temperatura (45 ºC) Aplicando a la ecuación 3.3 se obtiene: VEout ⋅= 3751275.1 o De la ecuación 3.5 calculamos la potencia: mWP ⋅= 1424.0 Para el error por autocalentamiento se utiliza la constante de disipación, el cual nos proporciona la conversión de Watts a grados centígrados. o Para aire quieto tenemos: C mW mWamientoautocalentError º1 1424.0 ⋅ ⋅=⋅ CamientoautocalentError º1424.0 ⋅=⋅ o Para agua fluyendo tenemos: C mW mWamientoautocalentError º8 1424.0 ⋅ ⋅=⋅ CamientoautocalentError º017799.0 ⋅=⋅ • Paso 4: Determinación de R3, R4 y R5 El objetivo de este paso es elegir dichas resistencias de tal manera que se obtenga 0 V a la salida cuando se tenga una temperatura de 15ºC. Para comenzar, se debe tener como dato los valores de resistencia de T1, R2 y T2 (Figura 3.9) medidos a 15°C. El equivalente de estas resistencias se llamará Rcal. Una manera de hallar Rcal es calculando la resistencia Rt y sustrayendo el efecto de R1. 35 o De la ecuación 3.2, hallando Rt para 15°C (Rt@15°C): Ω⋅= 36.4107Rt o Calculando Rcal: 10@15@ 111 RRR CtCcal −= °° (Ecuación 3.6) Ω⋅=° 09.1470015@ CcalR Otra resistencia (R5) es agregada en esta parte con la finalidad de controlar el valor de 0V. El valor de esta resistencia es igual a dos veces el error (o tolerancia) de R3 y R4 (asumiendo que tienen el mismo error). Cuando se realiza el diseño del circuito, asumimos que una mitad del valor de la resistencia de R5 está incluido en R3 y la otra mitad en R4. En el caso del prototipo, R5 era un potenciómetro que se regulaba para obtener en la salida 0 V cuando la temperatura era de 0ºC; pero, por las razones expuestas al empezar el presente capítulo, no se recomienda el uso de un potenciómetro por lo que el valor de R5 estará contenido en R3 y R4. Eligiendo R4 = 47 KΩ (con una precisión de ±0.02%), calculamos R5 sólo para efectos del cálculo de R3: ( )Ω⋅×⋅= 47000002.025R Ω⋅= 205R o R3 se calcula a partir de R4 y R5 mediante la siguiente ecuación: 2 2 5 º15@ 5 41 3 R R RRR R Ccal − ⎥⎥ ⎥⎥ ⎦ ⎤ ⎢⎢ ⎢⎢ ⎣ ⎡ ⎟⎠ ⎞⎜⎝ ⎛ +× = (Ecuación 3.7) Calculando R3 se obtiene: Ω⋅= 4.182243R De los valores comerciales, el valor más cercano es el de 18 KΩ, por lo que se tendrá: Ω⋅≈ KR 183 Por lo tanto, se determina lo siguiente: Valores de resistencias de la etapa de acondicionamiento de señal (todas las resistencias elegidas tienen una precisión de 0.02%, excepto R1 y R2 que tienen una precisión de 0.1%): 36 Ω⋅= KR 7.51 Ω⋅= KR 122 Ω⋅= KR 183 Ω⋅= KR 474 Ecuación de salida de la etapa de acondicionamiento de señal: )(014645.20142115.0 VoltiosTEout ⋅+×−= (Ecuación 3.8) Por último, se considera el error introducido por el sensor de temperatura, donde se utiliza la pendiente de la ecuación 3.8 para poder convertir la precisión de la temperatura en voltaje. Expresando la precisión del sensor (±0.15°C) en mV se obtiene que ésta es igual a ±2.13mV. Adicionalmente, no se considera el error del voltaje Ein (2.5V ±0.1%)18 debido a que para una variación de 0.5°C, se observó que el valor obtenido es aproximadamente ±4 µV. Esta variación no contribuye significativamente en el valor final por lo que se puede descartar. No consideramos tampoco el error de autocalentamiento debido a que no es significativo (±0.02°C)19. Sumando el error introducido por el sensor en la ecuación 3.8 se obtiene: mVVCTEout ⋅±⋅⋅+°×−= 13.2)014645.2)(0142115.0( (Ecuación 3.8a) 3.4.2. Etapa del amplificador En el punto 3.4.1.2, la salida de voltaje del puente Wheatstone está definida en la ecuación 3.8a, donde la variación de voltaje ante un aumento de 1°C es de - 14,2115 mV. Ya que esta variación es muy pequeña para poder manejarla con las etapas siguientes (filtro analógico y conversor analógico digital) y también susceptible al acoplo de ruido externo (según Pallás [10], para un amplificador operacional son 3: ruido térmico o Johnson20, ruido de granalla o shot21 y ruido 18 Este valor se obtiene en la elección del regulador que se da en 3.4.5. 19 Elegimos este valor debido a que el ambiente donde se realizará la medición está constantemente bajo ventilación. Esto con la finalidad de uniformizar la temperatura en todo el habitáculo. 20 Es debido a la agitación térmica de los electrones en una resistencia, y aquí en concreto en el canal de los transistores de entrada. 37 flicker22), se coloca una etapa de amplificación de señal con la finalidad de poder resolver estos inconvenientes. El amplificador de más utilidad en la medición, instrumentación y control es el amplificador de instrumentación [17]. El esquema básico de un amplificador de instrumentación se muestra en la figura 3.10: aEE Vo 21 21 +=− Figura 3.10 Esquema básico de un amplificador de instrumentación A continuación, mencionamos las características más importantes del amplificador de instrumentación (correspondiente a la figura 3.10): • La ganancia de voltaje, desde la entrada diferencial )( 21 EE − a la salida simple, se define por medio de una sola resistencia (aR). • La impedancia en las dos entradas es muy alta y no cambia aunque se varíe la ganancia. Esto es debido al seguidor de línea colocado en cada entrada del amplificador. • oV no depende del voltaje en modo común de E1 y E2 (voltaje de modo común), sólo de su diferencia (inmunidad al ruido). De los amplificadores de instrumentación ofrecidos en el mercado se tiene los desarrollados por Analog Devices, National Semiconductor y Burr-Brown (Texas 21 Es debido a que la corriente eléctrica consta de cargas individuales y, cuando son independientes, la cantidad de cargas que pasa por una sección varía aleatoriamente. 22 O ruido 1/f (ya que depende de la frecuencia). Su origen no es bien conocido, aunque parece asociado a un mal contacto entre materiales conductores. 38 Instruments). Se observa que son escasos los amplificadores ofrecidos por National Semiconductor que poseen las características de precisión necesarias para el desarrollo del sistema, en tanto que Analog Devices si ofrece amplificadores con características de precisión, pero son muy costosos. Se optó por el uso de amplificadores de la compañía Burr-Brown (Texas Instruments). Específicamente el uso de la familia INA. La razón de esta elección se basa en la variedad de amplificadores de instrumentación con altas características de precisión ofrecidas por el fabricante. Adicionalmente, se obtuvo una experiencia previa en el uso de estos amplificadores durante el desarrollo del prototipo. En él, se utilizó el INA2126, el cual es un doble amplificador diferencial de instrumentación. El error en la ganancia era de ±0.02 % con lo que se obtenía un error en la medición de temperatura de aproximadamente de ±0.02 °C. El único inconveniente que se tuvo fue que, al momento de dejar de funcionar uno de los dos amplificadores diferenciales (ya sea por sobrevoltaje o voltaje negativo en la entrada), el otro ya empezaba a dejar de funcionar correctamente, por lo que se tenía que reemplazar el integrado (había una dependencia entre canales de sensado). Para el diseño del sistema, al elegir el amplificador se debe tener en cuenta las siguientes consideraciones de diseño dadas por el fabricante [18] [19]: • Para una precisión de ±0.5°C (requerimiento del diseño), se debe tener en cuenta la pendiente de la ecuación 3.8a, el cual es de 14.2115 mV/°C. Entonces, para pasos de 0.5°C, se tendrá variaciones de 7.10575 mV. Es decir, el amplificador debe tener un error en la entrada menor a 7.11 mV. • El error en la ganancia debe ser menor que 7.11 mV x G, donde G es la ganancia del amplificador. • Alta impedancia en la entrada, de tal manera que la caída de voltaje en el amplificador sea despreciable en comparación al voltaje de entrada. Por el contrario, la impedancia de salida debe ser menor para que la caída no afecte el voltaje de salida. • Alto rechazo en modo común (CMRR23), de tal manera que el voltaje de salida no sea afectado por el voltaje en modo común en la entrada. Esto implica que el voltaje de salida del amplificador con la entrada en modo común deberá ser menor que 7.11 mV x G para no afectar la medición. 23 CMRR (Common-mode rejection) Es la medida del cambio en la salida del amplificador cuando ambas entradas tienen el mismo voltaje [7]. 39 • Ya que la señal de entrada es prácticamente continua (la frecuencia del sensor es menor a 1 Hz), también se debe tener en cuenta el voltaje de desplazamiento que genera el amplificador. Según lo mencionado líneas arriba, se encontraron los siguientes amplificadores que cumplen dichas características y que se mencionan en la tabla 3.2. Característica INA101 INA126 Error en la ganancia ± 0.292% ± 0.36% Desfase de entrada ± 340µV ± 500µV Input bias current (por cada entrada) 30 nA 50nA Impedancia de entrada 1010Ω 109Ω Rango máximo de voltaje de entrada ± 15 V ± 15 V Consumo de corriente de la fuente ≈ ± 6.7 mA ≈ ± 0.2 mA CMRR 100 dB 90 dB Ruido en la entrada 0.8 µVpp 0.7 µVpp Ganancia ⎟⎟⎠ ⎞ ⎜⎜⎝ ⎛ Ω⋅+= GR KG 805⎟⎟⎠ ⎞ ⎜⎜⎝ ⎛ Ω⋅+= GR KG 401 Tabla 3.2 Características del amplificador INA101 e INA126 Para la asignación de valores en la tabla se tuvo que asumir una ganancia específica (para este caso se eligió una ganancia igual a 10) ya que varias de las características dependían del valor de ésta. Se eligió el amplificador de instrumentación INA101 (KU) 24 debido a que se dispone de dicho integrado en el mercado local. De la tabla 3.2 se puede observar que en lo que respecta a la impedancia de entrada, ésta genera corrientes en el orden de los nanoamperios originando caídas de voltaje que no perjudican la señal de entrada, como también sucede con las variaciones de voltaje y corriente debido a la temperatura, los cuales tampoco 24 Las siglas KU se refiere al tipo de empaquetado, en este caso se trata del SOIC-16. 40 perjudican dicha señal. Adicionalmente, el rango de temperatura de operación abarca el rango de operación del sistema a diseñar. El voltaje de alimentación y la corriente consumida serán vistos con mayor detalle al momento de realizar el diseño de la fuente que alimentará todo el hardware de adquisición de datos (3.5.3). Para determinar el efecto del amplificador de instrumentación en la señal calcularemos primero el error de la entrada diferencial. Seguidamente sumaremos el error introducido por el amplificador en la entrada y en la salida; y por último, determinaremos la ecuación de la señal de salida que se enviará a la siguiente etapa. En el diseño de la etapa del sensor de temperatura determinamos, en la ecuación 3.8a, el error atribuido a la precisión del sensor utilizado. Esta señal se colocará en la entrada negativa del amplificador de instrumentación. En la entrada positiva estará el voltaje fijo del puente Wheatstone determinado por las resistencias R3 y R4. Se necesita calcular el error de dicho voltaje fijo. Ésta se puede expresar como una variación de voltaje calculando el valor del voltaje en R4. El voltaje fijo del puente (voltaje en R4) respecto de tierra es determinado de la siguiente fórmula: )()( 43 4 4 VoltiosEinRR RRV ⋅×+= (Ecuación 3.9) El cálculo del error se obtiene utilizando las siguientes ecuaciones: )()()( 4343 RERERRE +=+ (Ecuación 3.9a) )()( 434 43 4 RRR RR RE ++=⎟⎟⎠ ⎞ ⎜⎜⎝ ⎛ + εε (Ecuación 3.9b) ( )[ ] )( 43 4 4 EinRR RRVE εε +⎟⎟⎠ ⎞ ⎜⎜⎝ ⎛ += (Ecuación 3.9c) Donde: E = Error absoluto ε = Error relativo Teniendo como dato la precisión de las resistencias R3 y R4 a utilizar (±0.02%) y la del voltaje de entrada (±0.1%) se obtiene: 41 VRV ⋅±= 0014.0808.1)( 4 La señal diferencial a la entrada del amplificador será igual a la diferencia entre la ecuación 3.8a y la ecuación 3.9: ( ) mVRVVin ⋅±==+ 4.1808.14 mVVCTEoutVin ⋅±⋅+°×−==− 13.2)014645.2)(0142115.0( mVVCTVV inin ⋅±⋅−°×=− −+ 53.3)206645.0)(0142115.0( (Ecuación 3.10) La ganancia del amplificador estará determinada, según la ecuación del fabricante, por el valor de la resistencia RG. El valor de la resistencia dependerá del factor de amplificación que se desee darle a la señal. En 3.4.5 elegimos el conversor analógico digital ADS1110 el cual trabaja en el rango de -2.048 V a +2.048 V (entrada diferencial). Para poder trabajar bajo este rango la ganancia del amplificador no debe exceder de 5 (según el rango de medición de temperatura planteado). Buscando valores de resistencia comerciales se eligió Ω⋅= KRG 12 . Entonces se tendrá: 33.4 12 401 =⎟⎠ ⎞⎜⎝ ⎛ Ω⋅ Ω⋅+= K KG De la tabla 3.2, sumando todos los errores en la entrada para la ganancia elegida tenemos: ∑ ⋅= V)(INA entrada la en errores μ9.338101 Los pasos más detallados para el cálculo del error se encuentran en el Anexo C. Por lo tanto, la ecuación 3.10 quedaría expresada de la siguiente manera: mVVCTVV inin ⋅±⋅−°×=− −+ 871.3)206645.0)(0142115.0( (Ecuación 3.10a) El error incluido en la ecuación 3.10a se encuentra dentro del rango permitido por el requerimiento (menor a 7.11 mV). Para poder incluir el error de la ganancia en la señal de entrada en la ecuación a la salida del amplificador se necesita utilizar la ley de propagación del error [22]. Sea la función , la ley de propagación del error se define como: ),...,,( 21 nxxxfy = 42 )(),...,,()( 1 21 ia n i n i a xExxxfx yE ⋅∂ ∂= ∑ = (Ecuación 3.11) Donde y son los errores de x e y respectivamente. )(xEa )(yEa Calculando el error de ganancia para el valor elegido (G = 4.33) se tiene: 04.033.4 ±=G Sea: mVVCTx ⋅±⋅−°×= 871.3)206645.0)(0142115.0(1 04.033.42 ±=x Utilizando la ecuación 3.11 se calcula el error de la ecuación a la salida del amplificador. Por lo tanto, la ecuación a la salida del amplificador será: mVVCTVout ⋅±⋅−°×= 036.9)894773.0)(061536.0( (Ecuación 3.12) Para un cambio de 0.5°C se tiene en la salida del amplificador una variación de 30.77 mV (utilizando la pendiente de la ecuación 3.12). Se observa que el error en la misma ecuación es menor que la variación mencionada por lo que el diseño hasta este punto cumple los requerimientos planteados al inicio del presente capítulo. 3.4.3. Etapa del filtro En la etapa anterior, se tiene la señal del sensor acondicionada, amplificada y disponible para la etapa de conversión analógica digital; sin embargo, debido al acoplo de una suma de diferentes tipo de ruido (especificado en 3.4.2) en la señal, se hace necesario colocar una etapa de filtrado. Esto tiene como finalidad atenuar señales comprendidas en bandas de frecuencias ajenas a la señal del sensor de temperatura. Analizando los requerimientos del hardware, se tiene lo siguiente: • La señal del sensor de temperatura tiene una frecuencia menor a 1Hz, dado que en el mejor de los casos, el tiempo de respuesta es de 1 segundo (aceite). • La alimentación del equipo será de 220V/60Hz. Está señal se acopla a la del sensor, por lo que debe ser atenuado. 43 De los requerimientos expuestos, se plantea lo siguiente: • Entre la clase de filtros existentes (pasivos y activos), se decidió por el uso del filtro activo. Como el rango de frecuencia de trabajo se encuentra dentro del rango denominado baja frecuencia (de 1 Hz hasta 1 MHz), el uso de un filtro pasivo, especialmente los que contienen componentes inductivos, no llegan a ser eficientes, ya que los inductores llegan a tener valores muy grandes haciendo al diseño voluminoso y caro [20]. • Ya que el rango de frecuencia de trabajo está dentro del rango de 0.01 Hz a 1 Hz, entonces se necesita que las frecuencias mayores a ésta sean atenuadas. La clase de filtro que cumple dichos requerimientos y la que se utilizará es el filtro pasabajo. • Debido a la precisión de la señal, se debe tener en cuenta la respuesta en frecuencia del tipo de filtro. Esto implica que en la banda de paso se tenga una ganancia uniforme. El tipo de filtro que se adecua a esto tipo de requerimientos es el de Butterworth. Éste nos ofrece la máxima respuesta plana en la banda de paso. El único inconveniente que se puede tener con en este tipo de filtro lo encontramos en la pendiente. Para obtener una mayor pendiente, el incremento del orden del filtro es mayor en comparación a otros tipos de filtro (p.e. Chebyschev, Bessel). Aunque en un principio se decidió diseñar un filtro activo pasabajo como se realizó en el prototipo, se optó por el uso del filtro del integrado ADS1110 (en 3.4.4 se menciona con mayor detalle la elección del integrado). La razón de esta elección se dio por el número de componentes utilizados para un filtro activo pasabajo, el cual hacía el circuito impreso no práctico para la manipulación en el habitáculo de la incubadora. La respuesta en frecuencia del filtro del integrado ADS1110 se muestra a continuación: 44 Figura 3.11 Respuesta en frecuencias del filtro del integrado ADS1110 Como se puede observar en la figura 3.11, se trata de un filtro pasabajo el cual tiene una frecuencia de corte de 3 Hz (aproximadamente). Estas características se adecuan a los planteamientos mencionados líneas arriba. Por lo tanto, la señal a la salida del amplificador se conectará directamente a la entrada del conversor analógico digital. 3.4.4. Etapa del conversor analógico digital La última etapa en el proceso de adquisición de datos de temperatura es la digitalización de la señal. Esta etapa será desarrollada íntegramente mediante un conversor analógico digital. Como antecedente al desarrollo de esta etapa, en el prototipo se planteó el uso del conversor MAX196 (MAXIM). Se trata de un conversor que utiliza el método de aproximaciones sucesivas como método de conversión mediante el uso de un circuito interno de muestreo y retención para convertir la señal. Compuesto de 6 canales independientes, dispone de 12 bits de resolución el cual entrega de forma paralela. El voltaje de referencia era de 5V, por lo que cada paso del ADC significaba una variación de 1.22 mV. Los inconvenientes que se dieron durante el desarrollo del prototipo fueron: • La salida del ADC (los 12 bits en paralelo) estaban directamente conectados al puerto paralelo de la computadora, por lo que no había manera de limitar la corriente consumida por el puerto. Esto ocasionaba que uno de los bits de salida del conversor dejara de funcionar. Por lo que se vió la necesidad de colocar un buffer para cada bit de dato en la salida del conversor. 45 • Sólo se tomaron en cuenta los10 bits más significativos de los 12 entregados por el conversor, esto es debido al error introducido por los componentes utilizados en la tarjeta de adquisición de datos. • Al tener 12 bits de datos en paralelo aumentaba la probabilidad de error en el transporte de los datos, así como también aumentaba el área del circuito impreso. Analizando los requerimientos del hardware a diseñar, se tiene lo siguiente: • Como mencionamos a inicios del capítulo, se planteó el diseño de tarjetas de adquisición independientes para cada sensor, por lo que se necesitará un solo canal de conversión. • Como se indicó en las observaciones realizadas en el desarrollo del prototipo, la transmisión de datos a la salida del conversor en forma paralela puede ser una fuente de error, por lo que la transmisión de datos para la comunicación de las unidades de sensado con el módulo central se realizará en forma serial. • La mínima variación de voltaje establecido es de 30.77 mV que implica una variación de 0.5ºC. Por lo tanto, la resolución del conversor debe ser capaz como mínimo de poder diferenciar dicho valor. Teniendo en cuenta las observaciones y requerimientos mencionados, se planteará las características necesarias para la elección del conversor que se utilizará en el diseño, los cuales son sugeridos en el Boletín Aplicativo de Burr- Brown25 “Selecting and A/D Converter” [21]. Dicha lista de selección se divide en dos áreas: Los factores primarios, los que definen las características principales del conversor, y los secundarios, características adicionales pero no menos importantes. Factores primarios: • Nivel de precisión del conversor (el cual depende del nivel de precisión del hardware a diseñar). Entre las características que limitan esta precisión se encuentran: El error de desplazamiento, el error en ganancia, la no-linealidad diferencial y la no-linealidad integral. • Resolución del conversor. • Naturaleza de la señal de entrada. • Velocidad de conversión. 25 Burr-Brown es una empresa de fabricación de integrados que se unió a Texas Instruments. 46 Factores secundarios: • Número de canales requeridos. • Selección de referencia interna o externa. • Requerimientos de formato digital de salida. • Requerimiento de interfaz de salida. Para poder cuantificar las características del conversor se tiene que fijar el voltaje de referencia a utilizar. Para efectos de cálculo se coloca como voltaje de referencia +5V. Esto implica que la resolución mínima será de 10 bits (pasos de 4.88 mV) 26. Entonces se tendrá que 1LSB equivale a 4.88 mV. A partir de esto se obtiene las condiciones mínimas que el conversor a elegir debe cumplir: • Resolución del conversor : 10 bits • Error de desplazamiento27 : ±0.5 LSB • Error de ganancia28 : ±0.5 LSB • No linealidad diferencial29 : ±1 LSB • No linealidad integral30 : ±1 LSB • Naturaleza de la señal de entrada : Continua • Velocidad de conversión : 10 SPS (muestras por segundo) • Número de canales : 1 canal • Voltaje de referencia : Interna • Interfaz de salida : Transmisión serial Una característica adicional importante es la relación señal a ruido (SNR). Según la nota de aplicación de Burr-Brown [21], una regla eficaz pero no sustentada para conseguir un valor de SNR aceptable en un conversor es multiplicar la resolución por seis. Se tiene entonces: Resolución6mínimo SNR ×= (Ecuación 3.13) En cuanto a la técnica de conversión más conveniente para la aplicación del sistema a diseñar, según la guía de selección de amplificadores y conversores [18] 26 Los valores comerciales de resolución de conversión son: 8, 10, 12, 14, 16, 16, 18 y 20 bits 27 Es la desviación de la función de transferencia a través del eje de la entrada analógica (El código de salida es la variable dependiente). 28 Es la desviación de la pendiente de la función de transferencia. 29 Es usado para describir las desviaciones del voltaje de transición ideal en la función de transferencia. 30 Es la medida de la máxima desviación de la función de transferencia respecto de la ideal. 47 la arquitectura Delta Sigma (∆Σ) es la más apropiada. Está técnica se caracteriza por tener una alta resolución, entrada diferencial y conversiones a baja frecuencia. De acuerdo a los requisitos mencionados, puede utilizarse como conversor analógico digital a los integrados ADS1110 y ADS1100 (ambos de Texas Instruments). Ambos conversores poseen las mismas características eléctricas (ver Tabla 3.3) excepto por el voltaje de referencia que en el caso del ADS1110 es interno y para el caso del ADS1100 es externo. Característica ADS1110 ADS1100 Resolución 16 bits 16 bits Error de desplazamiento ±1.2 mV ±2.5 mV Error de ganancia ±0.05% ±0.01% No linealidad integral ±0.01% ±0.003% Velocidad de conversión Hasta 240 SPS Hasta 128 SPS Número de canales 1 1 Interfaz de salida I2C I2C Tabla 3.3 Características principales del ADS1110 y ADS1100 Se utilizó el conversor analógico digital ADS1110 debido a que se dispone de dicho integrado en el mercado local. Este conversor utiliza la técnica de conversión sigma delta y está diseñado para aplicaciones de medición de temperatura. Adicionalmente se obtiene el valor del SNR en las gráficas de la hoja de datos del ADS1110. Para 16 bits se tiene que el SNR es de 98.08 dB. Esto cumple con la ecuación 3.13. A continuación se mencionan las características más importantes: • Características de operación El ADS1110 está constituido de un conversor analógico digital sigma delta con ganancia ajustable, un oscilador y una interfaz I2C. El núcleo del conversor analógico digital consiste de un modulador delta-sigma seguido de un filtro digital. El conversor mide la diferencia entre las dos entradas de voltaje y las compara con un voltaje de referencia (2.048 ± 0.05% V). El filtro digital recibe una cadena del modulador y expulsa un código, el cual es un número 48 proporcional a la entrada. El hecho de tener un voltaje de referencia interno implica el ahorro de un circuito externo que realice la misma función. • Cálculo del código de salida Como se mencionó anteriormente, el código de salida es proporcional a la diferencia entre las dos entradas analógicas. El número de bits necesarios para representar el código de salida depende de la velocidad de transmisión, como se muestra en la tabla 3.4: Velocidad de transmisión Número de bits Mínimo código Máximo código 15 SPS 16 -32768 32767 30 SPS 15 -16384 16383 60 SPS 14 -8192 8191 240 SPS 12 -2048 2047 Tabla 3.4 Mínimos y máximos códigos del ADS1110 La ecuación que maneja la salida del conversor se muestra a continuación: V VinVin PGAMinCode Code Output 048.2 )()( 1 −−+×××−= (Ecuación 3.14) Donde: PGA = Valor de ganancia programable MinCode = Mínimo código En este caso, se utilizará una resolución de 16 bits lo cual corresponde como código mínimo -32768 según se puede observar en la tabla 3.4. La ganancia será unitaria. Entonces de la ecuación 3.14 se tendrá: ( )[ ])( −−+×= VinVin16000 Code Output (Ecuación 3.15) Aunque se utilizará los 16 bits del conversor, al momento de presentar los datos en el módulo de visualización (pantalla de la computadora) sólo se utilizarán los 10 bits más significativos. Los seis bits restantes, aunque no contengan información relevante en este diseño, se mantienen en caso se desee posteriormente aumentar la precisión en la medida del sistema. 49 Cabe resaltar que al elegir la máxima resolución del conversor se tiene como consecuencia una menor velocidad de transmisión, pero para la aplicación no tendrá ninguna repercusión. La configuración de la transmisión de datos a través del puerto I2C por parte del conversor se encuentra en el código del programa para la unidad de sensado - Anexo G (Programa 1). En las notas de aplicación de la hoja de datos el fabricante, se recomienda la siguiente conexión del conversor (ver Figura 3.12): Figura 3.12 Configuración típica del conversor ADS1110 Como se puede apreciar en el modelo de configuración típica del ADS1110 (figura 3.12), la interfaz I2C requiere que sus dos líneas de transmisión estén con resistencias pull-up. En este caso el valor de las resistencias será de 10KΩ y estarán alimentadas con +5V. Además se conectará la línea de entrada negativa ( ) a tierra y la salida del amplificador (de la etapa anterior) a la entrada positiva ( ). La alimentación requerida por el conversor es de +5V. −inV +inV Por último quedaría por calcular el error a la entrada del ADS1110. Según la hoja de datos del integrado, sumando todos los errores mencionados tenemos: ∑ ⋅= mV)(ADS entrada la en errores 71.11110 Los pasos más detallados para el cálculo del error se encuentran en el Anexo C. 50 3.4.4.1. Selección del microcontrolador Como se mencionó en 3.3, la razón de colocar un microcontrolador en cada unidad de sensado es que nos brinde una independencia en la ubicación de la misma dentro del módulo central de adquisición comprendido de varias unidades de sensado. También nos ofrece la posibilidad de una calibración por software, mediante la variación de la ecuación de conversión de voltaje a temperatura. Los requerimientos mínimos que se necesita para la elección del microcontrolador se detallan a continuación: • Interfaz I2C (Comunicación entre el conversor y el microcontrolador). • Interfaz UART (Comunicación entre el microcontrolador y el módulo central de adquisición). • Capacidad de almacenamiento para la ecuación de conversión y las calibraciones de las mismas. Debido a la experiencia obtenida en el uso de microcontroladores del fabricante Atmel, se plantea utilizar un microcontrolador de este fabricante. En el mercado local se disponen del Atmega8L y Atmega128L. En la tabla 3.5 se mencionan las principales características: Característica Atmega8L Atmega128L Rango de voltaje de alimentación 2.7 a 5.5V 2.7 a 5.5V Corriente consumida 15 mA 19 mA Rango de frecuencia del Reloj interno 1 a 8 MHz 1 a 8 MHz Memoria Flash 8K bytes 128K bytes Memoria EEPROM 512 bytes 4K bytes Resolución del ADC interno 8 a 10 bits 8 a 10 bits Modo de programación Serial (SPI) y Paralelo Serial (SPI) y Paralelo Número de puertos programables (I/O) 23 53 Número de puertos serial (USART) 1 2 Tabla 3.5 Características principales del Atmega8L y Atmega128L 51 Ambos integrados cumplen los requerimientos propuestos líneas arriba; sin embargo, el Atmega128L tiene características que sobrepasan en gran medida dichos requerimientos, por lo que se optó por el uso del Atmega8L en el diseño de la unidad de sensado. De la tabla 3.5 se determina lo siguiente: • La alimentación del Atmega8L será de 5V. • La frecuencia del reloj será fijada (vía programa) en 1MHz. • La programación del microcontrolador se realizará a través del interfaz SPI (Serial Peripheral Interface), Esta interfaz requiere cuatro líneas: MISO, MOSI, SCK y Reset. • Aunque el Atmega8L posea un conversor analógico digital interno, no se utilizará debido a que no cumple los requisitos de precisión pedidos en el diseño de la unidad de sensado. Una razón adicional es también la limitación de la resolución de conversión a sólo 10 bits. En la figura 3.13 se muestra el esquema de conexión del Atmega8L. La línea de alimentación del microcontrolador se conecta a 3 condensadores cerámicos para reducir el ruido a la entrada del pin de alimentación. En el diseño impreso dichos condensadores deberán colocarse lo más cercano a dicho pin. Además se está alimentando los pines de voltaje de referencia (aunque dichos pines no se utilizarán), esto se hace con la finalidad de evitar acoplamiento de un voltaje externo en el caso que estos se encuentren sin conexión. También se puede apreciar las líneas que servirán de comunicación con el conversor y con el módulo central de adquisición (puerto I2C y puerto serial USART respectivamente) y las líneas de programación. El circuito de Reset se establece mediante dos resistencias y un interruptor normalmente abierto. 52 PD0(RXD) PD1(TXD) PD2(INT0) PD3(INT1) PD4(XCK/T0) PD5(T1) PD6(AIN0) PD7(AIN1) PB0(ICP1) PB1(0C1A) PB2(#SS/OC1B) PB3(MOSI/OC2) PB4(MISO) PB5(SCK) PB6(XTAL1/TOSC1) PB7(XTAL2/TOSC2) GND(3) GND(2) GND(1) VCC(2) VCC(1) AVCC AREF ADC7 ADC6 PC6(#RESET) PC5(ADC5/SCL) PC4(ADC4/SDA) PC0(ADC0) PC1(ADC1) PC2(ADC2) PC3(ADC3) ATMEGA8L C1 100nF C2 100nF C3 4.7uF VDD Puerto I2C Comunicación con el conversor ADS1110 R1 10KΩ R2 330Ω VDD Para la programación del Atmega8L Reset Comunicación con el módulo central de adquisición (USART) Figura 3.13 Esquema de conexión del Atmega8L La comunicación del microcontrolador con el módulo central de adquisición se realiza a través de dos líneas: TXD y RXD. Esto se tendrá en cuenta al momento de realizar la interfaz de la unidad de sensado. Queda por determinar la configuración del conversor análogo-digital (ADS1110) para la comunicación con el microcontrolador ATMEGA8L. Según la hoja de datos del integrado ADS1110, se tienen los siguientes registros: BIT 7 6 5 4 3 2 1 0 NAME ST/#DRDY 0 0 SC DR1 DR0 PGA1 PGA0 DEFAULT 1 0 0 0 1 1 0 0 Tabla 3.6 Registro de configuración del ADS1110 De la tabla 3.6 se tiene lo siguiente: ST/#DRDY : (En conversión simple) Escritura: “1”: Inicia una conversión Escritura: “0”: No tiene efecto Lectura: “1”: El dato a leer es antiguo 53 Lectura: “0”: El dato a leer es nuevo SC : “1”: Conversión simple “0”: Conversión continua DR1, DR0 : Velocidad de muestreo (de 15 a 240 SPS) PGA0, PGA1 : Ganancia del amplificador interno (de 1 a 8) Se establece la conversión simple para ambas unidades de sensado (SC=”1”). Esto implica que la unidad de sensado esperará un valor de “1” en el bit ST/#DRDY para poder realizar una conversión. Esta elección tiene como finalidad establecer un orden y también sincronización en el envío de datos. La ganancia del amplificador será unitaria (debido a la amplificación externa). La velocidad de conversión a utilizar para el proceso de adquisición de señal será de 15 SPS (muestras por segundo). Por último, como ya se mencionó, la transmisión de datos hacia el módulo central de adquisición estará a cargo del microcontrolador Atmega8L y lo hará a través del protocolo RS-232 con las siguientes características: 4800 BPS, asíncrono, 8 bits de datos, sin paridad y 1 bit de parada. El código del programa utilizado en el microcontrolador de la unidad de sensado fue elaborado por Manuel Montoya Manyari [6] y se muestran en el Anexo G (Programa 1). 3.4.5. Etapa de alimentación Hasta este punto se determinó el diseño de las etapas de la adquisición de datos, que implica la selección de componentes e integrados a utilizarse, y la ecuación de conversión de voltaje a temperatura. En este punto se realizará la selección del integrado que generará el voltaje de referencia y el regulador de voltaje que alimentará a los componentes que requieran de una alimentación más precisa. Antes de empezar con el diseño y selección de los componentes, en la tabla 3.7 se menciona el voltaje de alimentación y la corriente consumida de los integrados elegidos hasta el momento: 54 Integrado Voltaje de alimentación Corriente consumida INA101 +12V,-12V 6.70 mA ADS1110 +5V 0.35 mA Atmega8L +5V 7 mA Tabla 3.7 Alimentación y consumo de corriente de los integrados utilizados en la unidad de sensado De dicha tabla podemos apreciar que se necesitan 3 valores diferentes de voltaje: +12V, -12V y +5V. Los dos primeros voltajes vendrán del módulo central de adquisición, a través del interfaz que comunicará la unidad de sensado con dicho módulo. Se utilizará un regulador de voltaje de +5V de precisión para regular los +12V provenientes del módulo central. A partir de dicho voltaje regulado, extraemos el voltaje de referencia para el puente Wheatstone que, como se vio en el punto 3.4.1.2, se fijó en +2.5V. Establecido el voltaje de referencia, hay que calcular la corriente máxima que se necesita brindar al puente Wheatstone. Según los valores de resistencia hallados en el subtítulo 3.4.1.2 y haciendo corto a las conexiones del sensor de temperatura con el puente (peor de los casos) se delimita un consumo de corriente máximo de 0.48 mA. De acuerdo a los requisitos mencionados líneas arriba, puede elegirse a los integrados LM4040 y LM4050 (ambos de Texas Instruments) como voltaje de referencia. Se eligió el integrado LM4040-2.5 como voltaje de referencia para dicho puente debido a que se dispone de éste en el mercado local. Dicho integrado, utilizado en aplicaciones como en la que se está desarrollando, consta de un diodo Zener que fija el voltaje a 2.5 V con un error de ±0.1% (±2.5 mV). Este valor se encuentra dentro del rango de error permitido en el diseño. El esquema de conexión se muestra a continuación: 55 RS IQ+IL VS VR LM4040 IQ IL Figura 3.14 Esquema de conexión del LM4040 De la figura 3.14 se determinan las siguientes ecuaciones: QL RS S II VVR + −= (Ecuación 3.16) Donde: RS = Resistencia del Zener IL = Corriente de la carga IQ = Corriente del Zener VS = Voltaje de alimentación = +5V VR = Voltaje de referencia = +2.5V La corriente de carga estará determinada por la corriente consumida por el puente Wheatstone. Para poder determinar el Rs mínimo y máximo se hallarán las corrientes de carga mínima y máxima. Éstas se obtienen en las temperaturas críticas. En este caso asumimos 0ºC y 50ºC. Figura 3.15 Puente Wheatstone de la etapa del sensor de temperatura 56 De la figura 3.15 se aprecia el puente Wheatstone con el termilineal descompuesto en sus dos termistores (T1 y T2). Esto se realiza con la finalidad de poder calcular IL mínimo y máximo. Como se sabe, los valores de T1 y T2 variarán con el aumento o disminución de temperatura. En este caso particular, interesa saber dichos valores para 0ºC y 50ºC (peor de los casos). Estos datos son extraídos de la hoja de datos del sensor. • Caso 1 (Temperatura 0 ºC) T1 = 19.59 KΩ T2 = 94.98 KΩ IL (mínimo) = 123.30 µA • Caso 2 (Temperatura 50ºC) T1 = 2.16 KΩ T2 = 10.97 KΩ IL (máximo) = 250.69 µA El LM4040 puede trabajar con un rango de corriente desde 60 µA hasta 15 mA. La corriente del Zener (IQ) se establecerá en 5.1 mA (este valor se elige para poder obtener un valor comercial de resistencia). Entonces de la ecuación 3.16 tenemos: Rs (mínimo) = 478.65 Ω Rs (máximo) = 467.23 Ω Eligiendo un valor comercial se obtiene que Rs = 470 Ω. Como se menciono anteriormente, se utilizará un regulador de voltaje de +5V. Dicho regulador será de precisión debido a la aplicación que se está desarrollando. Sin embargo, no todos los componentes necesitan un voltaje regulado de precisión por lo que en la interfaz de conexión, entre la unidad de sensado y el módulo central de adquisición, se tendrá una línea adicional en el cual se tenga +5V provenientes de un regulador en el módulo central. De la tabla 3.7 se obtiene la corriente total que tendrá que generar el regulador de voltaje. Excluimos el Atmega8L ya que no es necesario que dicho integrado se alimente con un voltaje de precisión e incluimos la corriente que necesita el integrado de voltaje de referencia (LM4040), ya que se encarga de alimentar el 57 puente Wheatstone. Por lo tanto, la corriente mínima que deberá entregar el regulador de voltaje será de 12.27 mA. En el prototipo que se desarrolló anteriormente, se utilizaron reguladores de voltaje del fabricante Linear Technology obteniendo resultados satisfactorios en cuanto a precisión. A continuación, se mencionan dos reguladores del mismo fabricante que cumplen los requerimientos indicados líneas arriba (ver tabla 3.8): Característica LT1461 (ACS8-5) LT1027 Voltaje de salida 5V 5V Error en la salida ±0.04% ±0.02% Corriente de alimentación (sin carga en la salida) 35µA 2.2mA Corriente de salida (máxima) 50 mA 15 mA Ruido a la salida (0.1Hz